向高端驱动电路4供给驱动电压。
[0090]当PWM锁存器2成为置位状态时，通过逻辑与电路3驱动高端驱动器4，从而使高端M0SFET8导通。此时，SW端子电压上升到Vin附近的电压，对应于SW端子与Vout端子的电压差的电流IDH流过电感器9，从而对输出电容器10和输出负载11进行能量供给。
[0091]另一方面，在PWM比较器17的非反相输入端子输入有与高端M0SFET8的漏极电流IDH呈比例的高端电流检测信号Vtaip，在高端M0SFET8的导通期间，当高端电流检测信号Vtrip成为第2误差放大信号C0MP2以上时，对PWM锁存器2输出复位信号RESET。当PWM锁存器2成为复位状态时，通过逻辑与电路3使高端驱动器4截止，并且通过逻辑或非电路19使低端驱动器20导通。由此，高端MOSFET8从导通切换为截止，低端MOSFET21从截止切换为导通，从而在电感器9中产生的再生电流IDL从低端MOSFET21的源极通过漏极流动。
[0092]在由振荡器I确定的振荡周期的期间内，在进行电感器9的再生没有结束的电流连续动作时，PWM锁存器2因振荡器I的信号而再次成为置位状态，低端M0SFET21截止且高端M0SFET8导通。
[0093]反复进行以上一系列的动作，从而进行降压斩波器动作。
[0094]接着,参照图4对从稳定负载转移到轻载(1ut=Iskip_in)时的动作进行说明。
[0095]当1ut下降时，第I误差放大信号COMPl和第2误差放大C0MP2下降，因此以高端MOSFET的漏极电流IDH的峰值变小的方式进行控制。轻载检测比较器23对第2误差放大信号C0MP2与第I轻载检测阈值Vsk_Lo进行比较，在时刻tl，当第2误差放大信号C0MP2小于第I轻载检测阈值Vsk_Lo时，第I轻载检测信号SKIPl从低切换到高，对逻辑与电路273和计时器电路272供给表示轻载状态的信号。此时开关2713成为截止。
[0096]之后，1ut进一步下降，当电感器电流IL的谷值电流达到零安培时进行电流不连续动作。此时，SW端子电压的极性从负切换到正。如图2所示，在过零检测电路22中，通过比较器221检测SW端子电压的极性变化，使SR触发器222处于置位状态。由此，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端M0SFET21截止，同时对计时器电路272输出表示过零检测状态的信号。
[0097]在计时器电路272中，在时刻t2，当第I轻载检测信号SKIPl和过零信号ZERO都成为高时，如图3所示，SR触发器2722由于逻辑与电路2721而成为置位状态，使开关2723导通。于是，通过逆变器2724使开关2725截止，从而使电容器2726通过恒流源Idis而进行放电。
[0098]比较器2727对电容器2726的电位TM与间歇振荡许可第I阈值Vtm_Lo进行比较，在时刻t3，电容器2726的电位TM达到第I阈值Vtm_Lo。于是，在与间歇振荡许可信号SKIP-OK信号从低切换到高，同时，将第I阈值Vtm_Lo切换为电压电平比第I阈值Vtm_Lo大的第2阈值Vtm_Hi。由此，切换为许可间歇振荡动作的模式。此时，将轻载检测比较器23的轻载检测阈值切换为电压电平比第I阈值Vsk_Lo大的第3阈值Vsk_Hi。
[0099]如上所述，通过逻辑与电路2721取出来自轻载检测比较器23的SKIPl与来自过零检测电路22的过零信号ZERO之间的逻辑与，因此如图4所示，在Vout值比较小的条件下，相比于轻载检测比较器23，过零检测电路22优先地确定轻载检测阈值Iskip-1n。当设电感器9的电感值为L、稳定振荡频率为Fsw时，此时的轻载检测阈值Iskip-1n由
[0100]Iskip_in=Vout (Vin-Vout) / (2.L.Vin.Fsw)
[0101]表示,在Vout比较小的条件下,在设Iskip-1n为纵轴、Vout为横轴时,如图5所示，成为抛物线状的特性。
[0102]另一方面，在Vout比较大的区域，Iskip-1n电平由现有的轻载检测比较器23优先确定。当图示该状态时，成为如图6所示。因此,能够解决在图13所示的Vout小的区域中Iskip-1n变大的现有的问题。另外，即使在Vout大的区域中，也能够防止Iskip-1n变得过大的情况，能够实现Vout依赖性小的轻载检测动作。
[0103]接着，参照图4对轻载时的间歇振荡期间(1ut〈Iskip_in)的动作进行说明。
[0104]在SKIP-OK信号为高且许可间歇振荡的状态下，在逻辑与电路273中，在第I轻载检测信号SKIPl为高时，对第2轻载检测信号SKIP2输出高，从而通过逆变器18、逻辑与电路3以及高端驱动器4强制地使高端M0SFET8截止。之后，在时刻t3，当过零检测电路22检测到结束了电感器9的再生期间，过零信号ZERO从低切换到高时，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端M0SFET21截止。
[0105]之后，当在间歇振荡的开关动作停止期间中，输出电容器10的电荷通过输出电流1ut而放电时，Vout稍微下降，当反馈电压FB与Vref之间的电位差变大时，由于第I误差放大电压信号COMPl上升，因此第2误差放大信号C0MP2也上升。
[0106]在时刻t4，当第2误差放大信号C0MP2成为第3轻载阈值Vsk_Hi以上时，轻载检测比较器23将第I轻载检测信号SKIPl从高切换到低，从而将第2轻载检测信号SKIP2也从高切换到低，轻载检测阈值的电压电平比Vsk_Hi小，切换到比Vsk_Lo大的第2轻载阈值Vsk_Md。此时，逆变器18的输出从低切换到高，从而振荡器I的输出SET经由逻辑与电路3和高端驱动器4而供给到M0SFET8，M0SFET8开始进行开关动作。
[0107]之后，当高端M0SFET8的漏极电流IDH上升，在时刻t5电流检测信号Vtaip达到第2误差放大信号C0MP2时，PWM比较器17对PWM锁存器2输出复位信号，从而使高端M0SFET8截止。此时，通过逻辑与电路274对单触发电路275也供给复位信号RESET2。
[0108]在单触发电路275中，接收复位信号RESET2而在规定的期间(时刻t6?t7)内将Ripple_0N信号从低切换到高。由此，由于开关276导通，因此恒流Iripple被供给到FB端子，反馈电压FB瞬间地上升。而且，在该时刻，通过逻辑或电路2714使开关2713导通，从而使低通滤波器271的时间常数变小而使衰减效果减弱。
[0109]当FB端子电压急速上升时，由于与Vref之间的电压差变大，因此误差放大器14使第I误差放大信号COMPl瞬间地下降，第2误差放大信号C0MP2也随之下降(时刻t6?t7)。
[0110]当第2误差放大信号C0MP2下降并达到轻载检测阈值Vsk_Md时，轻载检测电路23再次将第I轻载检测信号SKIPl从低切换到高，在使高端M0SFET8的开关动作停止的同时，将轻载检测阈值切换为Vsk_Hi。
[0111]在经过规定的期间(时刻t6?t7)之后，单触发电路275将Ripple_0N信号从高切换到低，使开关276截止。此时，在时刻t8?t9，在第I误差放大信号COMPl中产生过冲，轻载检测电路23有可能引起误检测。但是，在经过规定的期间(时刻t6?t7)之后开关2713截止，因此低通滤波器271的时间常数增加且衰减特性提高，从而能够防止在第2误差放大信号C0MP2中产生过冲。
[0112]之后，在电感器9的再生期间结束之后，使低端M0SFET21的开关动作以及振荡器I和驱动REG电路5的电路动作停止。
[0113]通过反复进行以上的一系列的动作来进行间歇振荡动作，以输出电流1ut变得越小间歇振荡周期越长的方式进行控制，从而使在高端M0SFET8和低端M0SFET21中产生的开关损耗下降而使轻载效率提高。而且，在间歇振荡的导通期间结束时，在FB电压上暂时重叠波纹，从而使第2误差放大信号瞬间地下降，防止高端M0SFET8连续地进行开关动作，从而将每一个间歇周期的开关次数抑制为一次。由此，能够将输出电压Vout的波纹抑制得低，并且间歇振荡周期不会下降到必要以上程度，因此能够抑制来自输出电容器10的声曰?
[0114]参照图4对从轻载恢复到稳定负载(lout ^ Iskip_out)时的动作进行说明。随着1ut上升，间歇振荡截止期间中的Vout的下降时间变短，因此间歇振荡周期变短。从而，当转移到电感器电流IL的谷值电流值为OA以上的连续模式时，由于过零信号ZERO成为低恒定值，因此SR触发器2722成为复位状态。因此，开关2725导通且开关2723截止，开始电容器2726的充电。当电容器2726的电位TM达到间歇振荡许可第2阈值Vtm_Hi时，比较器2727反转而将SKIP-OK信号从高切换到低，同时将轻载检测阈值切换为第I阈值Vsk_Lo0
[0115]但是，此时，如图7所示，轻载状态下的第2误差放大信号C0MP2，通过低通滤波器电路271的延迟，不能过渡性地跟踪作为目标电平的第I误差放大信号C0MP1，稳定为比第I误差放大信号COMPl低的值。因此，为了将M0SFET8的漏极电流IDH控制为比目标低的值，输出电压Vout值相对于稳定动作时的输出电压Vout而成为低值。而且，随着从轻载转移到稳定负载，第I误差放大信号COMPl与第2误差放大信号C0MP2的电平差