一种提高dab型dc-dc变换器轻载效率的控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及双向隔离DC-DC变换器功率开关管的调制技术领域，特别涉及一种提 高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法。
【背景技术】
[0002] DAB型DC-DC变换器因其高功率密度、软开关特性、结构对称、器件数少等特点，广 泛应用于不间断电源（UPS)、清洁能源转换系统以及电动汽车锂电池充放电设备等。其基本 拓扑如图1所示，原边全桥B1通过变压器T与副边全桥B2相连，其中每个全桥由4个可控 开关管和反并联二极管组成，变压器保障了电气隔离，原副边变比为n: 1，L为变压器漏感 或外接电感，在电路中起传递能量的作用。
[0003] DAB型变换器的损耗主要包括传导损耗和开关损耗。其中变压器铁损、开关器件的 开关损耗与流经变压器、电感的电流k的峰值I_k呈正相关，变压器铜损和开关管通态损 耗与电流紅的有效值I_呈正相关，而流过电感的无功功率Q越大，则电感的电压和电流的 波动越大，从而导致电容的等效串联电阻（ESR)损耗增大。
[0004] 目前，DAB型双向DC-DC变换器普遍采用传统单移相控制方式（Conventional Single-Phase-Shiftstrategy，CSPS)，理想情况下各开关管的驱动脉冲为50%方波信号， 且同一桥臂上下开关管驱动脉冲互补。通过控制队桥和B2桥对应开关管（如QJPSpQ4 和S4)驱动脉冲的移相占空比D来控制传输功率P的大小和流动方向，而同一个桥内对角线 开关管的驱动脉冲同步而无相移（如队桥的QJPQ4，B2桥的SJPS4)。以功率流动方向为 由仏向U2流动为例，各开关器件驱动波形和相关电压电流波形如图2所示，其中Up和Us 均为50%的方波电压，漏感电压队和电流u呈周期性交变。然而，该控制方式下，系统轻 载输出且在输出电压与变换器额定输出电压相差较大时，存在如下问题：
[0005] 1、流经变压器、电感及开关器件的电流峰值I_k和电流有效值I_较大，相关器件 承受的应力增大，器件成本增加。
[0006] 2、电感两端所承受电压较大，电感电流最大上升率较大，外界对系统的电磁干扰 增大，导致系统可靠性降低。
[0007]3、电流峰值I_k和电流有效值I"s及变换器的无功功率过大，引起系统损耗增大， 系统效率较低。
[0008]目前存在的双移相控制方式通过控制两个移相角变量，在保证功率输出的前提下 解决上述问题，但双移相控制方式需要控制两个移相角变量，计算量大，控制方式复杂，不 易于反馈调节和工程实现。
【发明内容】
[0009] 为解决上述【背景技术】中提出的问题，本发明提出一种DAB型双向DC-DC变换器的 脉冲控制方法，适用于变换器中小功率输出，大幅度降低了流经变压器、电感及开关器件的 电流峰值及有效值，有效减小器件应力，大幅度降低了系统无功功率，大幅度减小系统损 耗，提尚了系统效率。
[0010] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
[0011] -种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，通过控制驱动脉冲使一侧全 桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相 控制，该种控制方式包含两种控制模式，即模式一：输入侧桥内移相，输出侧桥内不移相； 模式二：输出侧桥内移相，输入侧桥内不移相。
[0012] 进一步地，驱动脉冲发生装置采用模拟电路、数字芯片，以控制单一的移相角变 量，只需要控制单一的移相角变量，易于工程实现和反馈调节。
[0013] 进一步地，当功率输出超出该种方法所能达到最大功率时，可切换至其它控制方 式，如传统桥间移相控制方式，以满足系统满功率范围输出要求。
[0014] 进一步地，在反馈调节时，闭环反馈调节时，当采样电压V低于设定电压V_ref时， 增大占空比D的值，而当采样电压V高于设定电压V_ref时，减小占空比D的大小。
[0015] 本发明和现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明应用于中小功率负载时： 1、大幅度降低了流经变压器、电感及开关器件的电流峰值及有效值，减小器件应力。2、大幅 度降低了系统无功功率。3、大幅度减小系统损耗。4、提高了系统效率。
【附图说明】
[0016] 图1是本发明所基于的电路拓扑结构。
[0017] 图2是传统的脉冲控制方式，即CSPS工作模式。
[0018] 图3是本发明提出的脉冲控制方式，包含模式一方式和模式二方式。
[0019] 图4是基于本发明提供的控制方式下的系统传输功率标么值和电流标么值与 CSPS工作模式下的对比图。
[0020] 图5是基于本发明提供的控制方式下的电感电流峰值标么值与CSPS工作模式下 的对比图。
[0021] 图6是基于本发明提供的控制方式下的无功功率标么值与CSPS工作模式下的对 比图。
【具体实施方式】
[0022] 下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发 明的解释而本发明并不局限于以下实施例。
[0023] -种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，通过控制驱动脉冲使一侧全 桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相 控制，该种控制方式包含两种控制模式，即模式一：输入侧桥内移相，输出侧桥内不移相； 模式二：输出侧桥内移相，输入侧桥内不移相。驱动脉冲发生装置采用模拟电路、数字芯片， 以控制单一的移相角变量。
[0024] 本发明通过控制一侧全桥对角线开关管的驱动脉冲有一定的移相角度，从而全桥 交流端产生三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制。因此，本发明包含两种 控制模式，即模式一办桥内移相，B2桥内不移相；模式二：B2桥内移相，Bi桥内不移相。
[0025] 在模式一的控制方式中，若功率流动方向由仏向U2流动，以图1中Q4管的驱动脉 冲为参考，控制桥的对角线开关管Qi超前于Q4管时间t导通，而B2桥的开关管S:和S4 的驱动脉冲均与队的Q4管同步，同时，开关管〇2、〇3、5 2、53的驱动脉冲与同一桥臂开关管的 驱动脉冲互补。同理，若功率流动方向由1]2向Ui流动，则控制Bi桥的开关管Qi滞后于Q4管 时间t导通即可，B2桥的开关管S^ 54的驱动脉冲均与Bi桥的Q4管同步，开关管Q2、Q3、S2、 S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补。
[0026] 模式一控制方式下，以功率由1^向1]2方向流动为例，各开关管驱动波形、相应的电 压电流波形及各阶段导通器件如图3(a)所示，Up为三电平电压波形，定义其高电平在半个 开关周期T内的占空比为D(0彡D彡1)，则正电平持续的时间为DT，t= (l-D)T，而T= l/2f，f为变换器的开关频率。
[0027] 而仏为正负对称的电压方波，Us=n?UN，Up高电平上升沿与1^高电平上升沿同 步。电感电压队和电流i 负对称且存在周期性。
[0028] 模式二的控制方式与模式一方式类似，B2桥内对角线开关管产生相移，而B:桥内 对角线开关管无相移。模式二的控制方式下，若功率由仏向1]2方向流动，则控制B2桥的开 关管Si滞后于S4