控制功率电路的功率晶体管、驱动电路的装置和控制功率电路的系统的制作方法
【技术领域】
[0001] 本实用新型涉及转换器，并且更具体地涉及准谐振高功率因数AC/DC转换器的控 制装置。
【背景技术】
[0002] 高功率因数(Hi-PF)准谐振(QR)回扫转换器，是在许多成本敏感应用（例如，固态 照明（SSL))中的常见选择。功率转换器通常由交流电力线供电，并且许多应用还应同时满 足IEC60950电气安全规范以及IEC61000-3-2谐波电流发射限值规范。实际上，它们能够产 生与电力线相隔离的总线电压，以满足IEC60950,并且使用单一转换级来汲取具有低谐波 含量的电流，以满足IEC61000-3-2。
[0003] 市场上有大量执行QR操作（例如，转换模式、边界模式或者临界模式）的功率因数 控制(PFC)控制芯片。尽管主要被构想为使用升压拓扑结构来控制PFC转换器，但是它们也 可以成功地用于控制Hi-PF QR回扫转换器。
[0004] Hi-PF回扫转换器由交流电力线供电，并且在输入桥式整流器之后没有储能电容 器，因此，其输入电压基本上是经整流的正弦波(V in(0)=VPK|sin0|)并且从电力线汲取的 电流是正弦波形的。
[0005] 在功率开关(通常，是M0SFET)的导通与变压器去磁的时刻（在次级电流已经成为 零时）同步(通常，在适当的延迟之后）时，回扫转换器(无论是否是Hi-PF)被称作是QR操作 的。这样使得导通能够在跟随在去磁之后的漏极电压振荡的谷部上发生，从而使得导通损 耗减少。出于此原因，该操作通常称为"谷部切换"。最常见地，使用峰值电流模式控制，从 而，由电流感测信号达到由用于调节输出电压或电流的控制环路所程式化的值，来判定功 率开关的关断。
[0006] 图1示出了根据现有技术的Hi-PF QR回扫转换器20。在初级侧上，回扫转换器20包 括桥式整流器22,在其输入24处具有交流电力线。用作高频平滑滤波器的电容器C in，跨接在 桥式整流器22的输出电子上，其中负极端子连接到接地、并且正极端子连接到变压器26的 初级绕组L p。变压器26还具有辅助绕组Laux和次级绕组Ls。功率开关M的漏极端子接到初级绕 组L P，并且其源极端子通过电阻器Rs连接到接地。电阻器Rs使得能够对流经功率开关M的电 流进行读值，该读值指示了在M "导通"时流经1^的电流。转换器的初级侧还包括：电阻分压 器，该电阻分压器由与电容器Cin并联的电阻器RjPR b构成；以及箝位电路27,该箝位电路用 于将由于初级绕组Lp的漏磁电感而产生的漏极电压上的尖峰箝位。
[0007] 在变压器26的次级侧上，次级绕组1^的一端连接到次级接地，另一端连接到二极 管D的阳极。二极管D的阴极连接到电容器(：_的正极板，该电容器的负极板连接到次级接 地。
[0008] 该回扫转换器20在其跨Cciut的输出端子处产生直流电压Vciut,该直流电压将供给负 载。对于SSL应用而言，负载将为高亮度LED串。
[0009]该转换器是闭环控制的隔离转换器，其中，将需要调节的量(输出电压Vciut或者输 出电流1_)与参考值进行比较，并且将根据被调节的量与参考值之间的差值而生成误差信 号。该误差信号通常通过使用光耦合器而被传输到初级侧，该光耦合器在图1中未示出。在 初级侧上，该误差信号用电流Ifb表示，该电流从控制器29中的专用管脚FB灌入，从而在管脚 FB上产生控制电压V。。控制器29部分基于控制电压Vc驱动功率开关M。如果整体控制环路的 开环带宽（其由位于隔离的反馈块28内部的频率补偿网络决定)足够窄（通常，低于20Hz)， 并且假定处于稳态操作下，则控制电压V。可以视作直流电平。
[0010]控制电压Vc被内部馈送入乘法器块30的一个输入。乘法器30也接收跨Cin感测的经 瞬时整流的线路电压的一部分，该部分的电压在电阻分压器Ra-Rb处进行分压。分压器比 率Rb/ (Ra+Rb)将用Kp表示。
[0011]乘法器块30的输出是经整流的正弦波乘以直流电平的乘积，因而仍然是经整流的 正弦波，该正弦波的幅度取决于：均方根线路电压、以及控制电压Vc的幅度。乘法器30输出 信号将是峰值初级电流的电压参考信号VCS, REF(Q)。
[0012]乘法器30的输出信号被馈送到比较器32的反相输入，该比较器在其非反相输入处 接收感测信号VCS(t，0)，该感测信号是跨感测电阻器Rs进行感测的。该感测信号Vcs(t，0)与 在功率开关M"导通"时流经初级绕组L p和功率开关M的瞬时电流IP(t，Θ)成比例。假定功率开 关M初始地"导通"，则流经初级绕组L p的电流将斜升，因此跨电阻器Rs的电压也将斜升。SR 触发器34具有输出Q，该输出Q耦合到驱动功率开关M的驱动器35。当Vcs(t，0)等于VCS,REF(0) 时，比较器32重置SR触发器34,并且功率开关M关断。因此，来自乘法器30的电压参考信号 Vcs,REF(0)(其呈经整流的正弦波形状)决定了初级电流的峰值，该峰值将由经整流的正弦波 而包络地形成。
[0013]在功率开关M已经被关断之后，储存在初级绕组1^中的能量通过磁耦合传输到次 级绕组Ls，然后转出到输出电容器(：_和负载中，直到次级绕组Ls完全去磁。此时，二极管D断 开，并且在Ldro导电时固定在V in(0)+VR下的漏极二极管成为浮置的。该漏极二极管的电压 趋向于，通过由于其寄生电容与L p-起地开始谐振而造成的阻尼振荡，最终达到瞬时线路 电压νιη(θ)。但是，跟随着变压器26去磁的快速漏极电压下降，通过辅助绕组L aux和电阻器 Rzcd耦合到控制器的管脚ZCD。每当零交叉检测器(ZCD)36检测到下降到阈值以下的下降沿 时，该零交点检测器就会放出脉冲，并且该脉冲会设定SR触发器34、并且驱动功率开关M导 通，从而开始新的切换循环。
[0014] ZCD 36与SR触发器34的设定输入之间的OR门38,使得启动器块40的输出能够初始 化切换循环。启动器块40在接通电源时、在输入管脚ZCD上不存在任何可用信号时，产生信 号，并且避免转换器20在输入管脚ZCD上的信号出于任何原因丢失的情况下，出现卡塞。
[0015] 假定θΕ(〇，π)，根据所考虑的控制方案，初级电流的峰值包络如下式：
[0016] Ipkp(S) = Ιρ(Τον,Θ) = IpKPsin0 (I)
[0017]值得注意的是:该方案会导致功率开关M的导通时间Ton恒定：
[0019]为简单起见，功率开关的关断时间TQFF(0)将视作与电流在次级侧上循环的时间τ? (Θ)-致。换言之，在其期间跨初级开关的电压进行振荡直到达到振荡谷部的时间区间Tr， 将被忽略。只要Tr〈〈Tqff( Θ)，这就是可接受的。
[0020] 因此，切换时间Τ(θ)如下式：
[0021] Τ(Θ)=Τον+Τρψ(Θ) (3)
[0022] 考虑到跨初级电感器的伏秒平衡，可以写成：
[0024] 其中，Vr是反射电压，即，输出电压Vciut乘以初级到次级匝数比η = NP/NS，该电压在 时间区间TFW( Θ)中在跨变压器26的初级绕组Lp处被观测到：
[0025] VR = n(V〇ut+VF) (5)
[0026] 其中，Vf是次级整流器上的正向电压降。因此，Τ(θ)可以改写成：
[0027] Τ(θ)=Τ〇Ν(1+Κν sin9) (6)
[0028] 其中，Kv=Vpk/Vr。
[0029] 该转换器的输入电流Ιιη(θ)可通过求切换循环内的初级电流lp(t，0)的平均值来 得出。初级电流I P(t，0)是图2右侧图示中的一系列较深灰色的三角，从而，考虑到方程式 (1)，可得出：
[0031]方程式(7)表明，输入电流不是纯粹的正弦波。图3A中针对不同的Kv值示出的函数 sin0/(l+Kv sin0)是在两倍线路频率下的周期偶函数。相反地，从市电汲取的电力将是其 在线路频率下的"奇对应"，如图3B所示。
[0032]只有在Kv = O时，该电流才是正弦波。当Kv矣0时，尽管能够维持类似正弦波的形状， 但是输入电流是失真的，Kv越大，失真越大。由于Kv不可能为零(这需要反射电压趋向于无限 大），因此显然可得出结论:与升压拓扑结构不同，该QR控制方案在回扫转换器中既不允许 的输入电流的总谐波失真(THD)为零、也不允