一种本振相位噪声抵消方法及电路与流程

本发明涉及无线电
技术领域：
，尤其涉及一种本振相位噪声抵消方法及电路。
背景技术：
：在无线电
技术领域：
中，由本振和混频器构成的变频电路被广泛的应用于包括移动通信、卫星导航、雷达、遥感、信号测量和计量等无线电系统当中。当在理想情况下，本振为单一频率谱线或混频器是理想的双平衡混频器时，在射频RF输入端没有输入的情况下，混频器没有中频分量输出。但由于受工艺限制，混频器无法做到理想的双平衡，本振信号频谱也无法做到单一谱线，因此在射频输入端没有输入的情况下，混频器的中频输出端会有本振相位噪声信号输出。该现象在毫米波频段尤为明显，因为在毫米波频段信号源普遍采用倍频源，通过倍频后，信号频谱纯度变差，在载波附近有较大的相位噪声以及其他杂波。因此，即使混频器射频输入端输入为零，也会因为存在本振信号自己相乘的问题，导致混频器的中频输出端产生中频信号，该现象被称为混频器自混频。自混频的中频信号会对被测中频信号形成干扰，引入测量误差，降低接收机的灵敏度。技术实现要素：有鉴于此，本发明提供了一种本振相位噪声抵消方法及电路。基于本发明实施例，本发明提供一种本振相位噪声抵消方法，该方法包括：本振信号源输出的本振信号分成两路分别接入第一混频器和第二混频器；将第一混频器作为主用工作混频器，其射频输入端接收射频输入信号；将第二混频器作为本振相位噪声抵消用的辅用混频器，其射频输入端连接一负载；第一混频器和第二混频器的两个输出端信号经相减器做本振相位噪声抵消后，将相减器的输出信号作为中频输出信号输出。进一步地，通过调整第二混频器输出端输出的本振相位噪声信号幅度抵消第一混频器输出端输出的本振相位噪声信号。进一步地，在第一混频器与本振信号源之间添加第一隔离器，在第二混频器与本振信号源之间添加第二隔离器，以减小射频信号串扰。进一步地，通过功分器将本振信号源输出的本振信号分成两路分别接入第一混频器和第二混频器的本振信号的输入端。进一步地，通过定向耦合器将本振信号源输出的本振信号分成两路，定向耦合器的主臂输入到第一混频器，定向耦合器的旁臂的输出信号经放大器输入到第二混频器。基于本发明实施例，本发明提供一种本振相位噪声的抵消电路，该电路包括：第一混频器、第二混频器、本振信号源，相减器；本振信号源输出的本振信号分别输入到第一混频器和第二混频器的本振信号输入端；第一混频器的射频输入端接收射频输入信号；第二混频器的射频输入端连接一负载；第一混频器和第二混频器的输出端输出的信号接入相减器，第一混频器和第二混频器的两个输出端信号经相减器做本振相位噪声抵消后，将相减器的输出信号作为中频信号输出。进一步地，所述相减器中设置有幅度调整电路，所述幅度调整电路用于调整第二混频器输出的本振相位噪声信号幅度，使得第二混频器输出端输出的本振相位噪声信号幅度与第一混频器输出端输出的本振相位噪声信号的幅度相等， 从而抵消第一混频器输出端输出的本振相位噪声。进一步地，所述电路还包括：第一隔离器，其一端接收本振信号，另一端接入第一混频器的本振信号输入端；和第二隔离器，其一端接收本振信号，另一端接入第二混频器的本振信号输入端。进一步地，所述电路还包括：功分器，用于将本振信号源输出的本振信号分成两路，分别接入第一混频器和第二混频器的本振信号的输入端。进一步地，所述电路还包括：定向耦合器，用于将本振信号源输出的本振信号分成两路，定向耦合器的主臂的输出信号接入第一混频器的本振信号输入端，旁臂的输出信号接入放大器输入端；和放大器，用于对定向耦合器旁臂的输出信号进行放大，其输出端与第二混频器的本振信号输入端连接。本发明提供的本振相位噪声的抵消电路中包括两个混频器，其中第一混频器作为主用工作混频器(主混频器)，其射频输入端连接射频输入信号，第二混频器射频输入端接一负载，本振信号源分别与第一混频器和第二混频器的本振信号输入端连接，第一混频器和第二混频器的中频输出端分别接入相减器，通过相减器抵消第一混频器输出信号中包含的本振相位噪声。本发明能够改善第一混频器输出信号的质量，提升小信号输入时混频器输出信号的线性度和灵敏度。附图说明图1A为双平衡混频器的电路原理图；图1B为双平衡混频器工作在本振信号正半周的电路原理图；图1C为双平衡混频器工作在本振信号负半周的电路原理图；图2为本发明实施例提供的本振信号抵消电路原理结构示意图；图3为本发明一实施例提供的本振信号抵消电路中的相减电路原理结构 示意图；图4为本发明一实施例提供的带隔离器的本振信号抵消电路中的电路原理结构示意图；图5为本发明一实施例提供的带功分器的本振信号抵消电路中的电路原理结构示意图；图6为本发明一实施例提供的采用定向耦合器的本振信号抵消电路中的电路原理结构示意图。具体实施方式为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图对本申请所述方案作进一步地详细说明。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置和方法的例子。在本申请使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。应当理解，尽管在本申请可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本申请范围的情况下，第一信息也可以被称为第二信息，类似地，第二信息也可以被称为第一信息。取决于语境，如在此所使用的词语“如果”可以被解释成为“在……时”或“当……时”或“响应于确定”。双平衡混频器基本原理请参考图1所示，其中图1A为混频器的电路，图1B和图1C分别为混频器工作在本振信号正半周和负半周时的电路。二极管的电流和电压I-V特性可以用式(1)表示i＝a0+a1u+a2u2(1)式中忽略了高阶项，因为混频后产生的高阶项信号，经低通滤波器后可以滤掉。对于本振正半周，两个二极管D1和D3上的电压信号为u1＝u0+us(2)u3＝u0-us式中，u0、us分别为本振信号和射频信号。二极管D1和D3电流信号为i1＝ad1-0+ad1-1(u0+us)+ad1-2(u0+us)2(3)i3＝ad3-0+ad3-1(u0-us)+ad3-2(u0-us)2混频器中频端输出信号为ui=(i1-i3)RL=RL[(ad1-0-ad3-0)+ad1-1(u0+us)-ad3-1(u0-us)+ad1-2(u0+us)2-ad3-2(u0-us)2]=RL[(ad1-0-ad3-0)+(ad1-1-ad3-1)u0+(ad1-1+ad3-1)us+(ad1-2-ad3-2)(u02+us2)+2(ad1-2+ad3-2)u0us]≈RL[Δa0+Δa1u0+2a1us+Δa2(u02+us2)+4a2u0us]---(4)]]>式中，(ad1-1+ad3-1)≈2a1；(ad1-2+ad3-2)≈2a2。对于理想情况，二极管D1和D2的I-V特性是相同的，D1和D2通路路径是等长的；线圈的中心抽头在中心位置等，这时有Δa0＝0，Δa1＝0，Δa2＝0，双平衡混频器中频输出除射频信号外，只包含差频(ω0-ωs)以及和频(ω0+ωs)项，即ui=2RLa1us-4RLa2u0us=2RLa1us-2RLa2U0UsRe(ej(ω0-ωs)t+ej(ω0+ωs)t)---(5)]]>实际的混频器并非理想器件，Δa0，Δa1，Δa2都不为零，导致混频器的中频输出有本振相位噪声信号。商用混频器都给出本振与中频以及本振与射频的隔离度，一般为20dB至30dB，如果用Δa1代表所有不理想分量，假设Δa1为-25dB；2a2是变频损耗，一般为6dB左右。当本振在载波附近有干扰信号e0时，混频器的中频输出为ui=(i1-i3)RL=RL[(ad1-0-ad3-0)+ad1-1(u0+us+e0)-ad3-1(u0-us+e0)+ad1-2(u0+us+e0)2-ad3-2(u0-us+e0)2]≈RL[Δa0+Δa1(u0+es)+2a1us+Δa2(u02+us2+es2+2u0es)+4a2(u0us+uses)]---(6)]]>由式(6)可知，混频器的中频端输出包含中频、本振、射频、以及射频和本振频率和项，经过低通滤波器后，只保留了由4RLa2u0us和2RLΔa2u0e0产生中频项和假设变频损耗2a2为-6dB左右；Δa2≈Δa1，即Δa2也为-25dB，则Δa2比2a2低19dB，当e0等于混频器射频输入端信号时，e0对测量中频信号引入的最大误差为11％，所谓最大误差指当e0与射频信号同相或反相时，引入最大误差，在其它相位时，该误差变小。串扰信号e0对测量的影响可以用式(7)表示ΔAm=±8.69pnpsdB---(7)]]>式中，Pn、Ps分别定义在混频器中频输出的杂波信号电平和被测中频信号。从式(7)可以看出，当射频信号的幅度变小时，干扰信号对混频器输出的中频信号的影响会变大。基于上述分析可知，由于混频器无法做到理想的双平衡，以及本振信号频谱的非单一谱线，造成混频器的自混频，因此在射频输入端没有输入的情况下，混频器的中频输出端会有本振相位噪声信号输出。为了抑制本振相位噪声对混频器输出的中频信号的影响，改善经混频器接收或测量小信号时的线性度和灵敏度，本发明提供了一种本振相位噪声抵消方法及电路，参考图2的电路结构图，该电路包括本振信号源LO、第一混频器M1、第二混频器M2、相减器S，该方法包括如下步骤：步骤100、本振信号源LO输出的本振信号分成两路分别接入第一混频器M1和第二混频器M2；步骤102、将第一混频器M1作为主用工作混频器，其射频输入端接收射频输入信号RF；步骤104、将第二混频器M2作为本振相位噪声抵消用的辅用混频器，其射频输入端连接一负载LOAD；步骤106、第一混频器M1和第二混频器M2的两个混频器输出中频信号经相减器S做本振相位噪声抵消后，将相减器的输出信号作为中频输出信号。请参考图2示例，本发明提供的本振相位噪声的抵消电路包括两个混频器，其中第一混频器作为实际工作的主用工作混频器，其射频输入端用于接收实际要处理的外部射频输入信号，而第二混频器用于抵消第一混频器输出信号中包含的本振相位噪声，第二混频器射频输入端连接一负载。基于前面的混频器自混频原理分析，两个混频器都包含了自混频产生的本振相位噪声两个混频器的输出信号中的本振相位噪声是相关的，本发明创造性的使用第二混频器的输出抵消第一混频器输出信号中所包含的相关的本振相位噪声，从而改善第一混频器中频输出信号的质量，提升小信号输入时混频器输出信号的线性度和灵敏度。在本发明的一实施例中，相减器实现采用如图3所示的电路结构，在该实施例中使用高精密度的运算放大器来实现两个混频器输出的两路信号中的本振相位噪声的抵消处理，两个混频器的输出信号可根据应用场景分别接入运算放大器的同相和反相输入端，或反相和同相输入端，运算放大器的输出作为相减器的输出信号输出。进一步地，由于两个混频器平衡性能存在差别，因此两个混频器的输出信号所包含的本振相位噪声也会存在幅度差别，为了进一步降低本振相位噪声的影响，本发明实例中在相减器中加入了幅度调整电路，该电路中第一混频器即主用工作混频器的输出端接入运算放大器的反相输入端，第二混频器即抵消用的辅用混频器的输出端通过一可调电位器接入运算放大器的同相输入端。该实施例中可调电位器的作用是调整信号幅度，使两路输入到运算放大器中的本振相位噪声信号幅度相等，以达到精确的抵消第一混频器输出信号中包含的本振相位噪声的目的。为了防止射频信号通过混频器后形成串扰，在本发明实施例中，请参考图4示例，在第一混频器M1与本振信号源LO之间添加第一隔离器ISO1，在第二混频器M2与本振信号源LO之间添加第二隔离器ISO2。本发明实施例中，请参考图5示例，通过功分器DIV将本振信号一份为二，功分器DIV的两路输出信号分别输入到第一混频器M1和第二混频器M2 的输入端，其中，加入功分器的作用是将本振信号分为两路信号，在本振信号源电平幅度有限的情况下，由于经功分器衰减后不足以驱动混频器，则可选用定向耦合器来作为功分器。在本发明一实施例中，输入第一混频器的信号为大于50GHz的毫米波频段，本振信号电平幅度有限，使用功分器衰减后不足以驱动混频器，因此采用10dB定向耦合器，如图6示例，定向耦合器CUP的主臂输入到第一混频器M1，10dB定向耦合器CUP的旁臂输出经毫米波放大器AMP输入到第二混频器M2，第二混频器M2的射频输入端接一波导负载LOAD，本振相位噪声的抵消原理参见上述分析过程，此处不再赘述。由于混频器输出的相位噪声只是本振载波与相位噪声相互关系的函数，尽管本振走的路经不同，电长度不同，但是不影响两个混频器中频输出的相关性。由于混频器输出的本振相位噪声(即自混频信号叠加噪声后的输出信号)幅度小，不方便观察是否完全抵消，结合前述图3的示例，为了调整相减器电路使两路输出的幅度相等，达到抵消测量混频器输出的本振相位噪声的目的，因此可采用如下手段来调整相减器中的幅度调整电路：在关断第一混频器的射频输入的状态下，设置本振信号源为调幅输出，调制信号频率设置为需要的中频频率，调制深度为0.5％，这时混频器输出信号较大，在大信号状态下调整相减器电路，使相减器电路的输出最小。调整好后，本振关闭调制，恢复连续波输出。经过实际的电路测试，本发明提供的本振相位噪声抵消方法及电路，能够改善混频器中频输出相位噪声20dB以上，改善小信号测量的线性度和灵敏度。本发明提供的本振相位噪声抵消方法可用于接收机、雷达设计，改善测量小信号的线性和灵敏度；也可用于信号分析测量装置，减小本振相位噪声引入的影响；也可用于相位噪声测量装置，减小本振相位噪声引入的影响。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。当前第1页1 2 3