调光驱动电路的制作方法

本发明主要是关于发光器件驱动领域，更确切地说，是在基于交流市电的电压转换供电系统中驱动LED的调光驱动电路及调光方法，可实现PWM驱动信号的占空比随着交流电相位切角的变化而线性变化。

背景技术：

随着全球能源与环境资源问题日益严峻，凭借节能环保以及安全可靠等优势，固态光源的白光LED逐步称为绿色照明的引擎，与之相伴的是，驱动电源则成为LED照明产业链中极为重要的环节，驱动电源朝着高效和低功耗，且兼顾安全环保和低成本的趋势不断发展。同时我们还需要考虑到LED发光器件实质上是一种直流驱动器件，需要提供恒定电流的驱动电路，如此一来，管理白光LED的驱动芯片也作为表征了电源管理类产品的主流方向而备受关注，并且面临着需要持续改进各项性能的技术挑战。

传统的白炽灯和荧光灯普遍采用双向可控硅晶闸管TRIAC调光器，推广白光LED照明技术首当其冲的问题之一就是，如何在LED的驱动方案上兼容TRIAC调光器来实现照明强度可调。但遗憾的是，现有技术鲜有提供基于利用TRIAC调光器来高效且可以瞬时响应的调节LED器件照明强度的驱动方案。而本发明正是在这一前提下，在将交流市电的电压转换成直流电压的同时，同步还利用TRIAC调光器实现使PWM脉冲驱动信号的占空比随着交流电相位切角的变化而线性变化。

技术实现要素：

在一个可选实施例中，本发明提供过了一种调光驱动电路，包括：一个可控硅调光器，用于调整所接收的交流电的导通角；一个电压转换器，因为交流电经所述可控硅调光器切相位角输出并被整流器整流后提供了直流的输入电压，该电压转换器藉由该直流的输入电 压产生预设的平均值电流加载或提供输出至负载；一个控制模块，控制模块用于产生调制信号，而所述电压转换器中的开关管在导通与关断之间切换主要是用于定义是否利用所述输入电压向所述负载传输电压和/或电流，例如Buck等转换器在开关管导通阶段输入电压可以向负载传输电压和/或电流而关断阶段则不可以，也有相反的方式，如反激电压转换器等在开关管导通阶段输入电压仅对初级绕组储能而关断阶段则利用储存的能量向负载传输电压和/或电流，而其中产生的调制信号就是用于驱动或控制该开关管的导通与关断；一个调光单元，用于侦测导通角的变化，并以采样的一个平均电压值来体现出导通角的变化情况，在可控硅调光器改变交流电的导通角的同时，调光单元还使得调制信号的占空比的大小变化趋势与导通角的大小变化趋势保持一致，如同步变大或变小，在某些情况下还可以让该占空比的大小随着导通角的大小变化而随之线性变化。

上述的调光驱动电路，所述电压转换器配置有与所述输入电压的实地参考电位不同的一浮地参考电位，使所述开关管受所述调制信号驱动时所述调制信号是以该一浮地参考电位为参照地，则所述调光单元在所述电压转换器的电压输出节点采样撷取所述输出电压的平均电压值；所述控制模块中一个误差放大器比较并放大一个参考电压与一个表征流经负载的电流大小的反馈电压之间的差值，所述误差放大器所输出的误差电压在一个第一电容上产生积分电压，所述调光单元在所述导通角减小致使所述平均电压值降低时，拉低所述积分电压以此迫使所述调制信号的占空比降低。例如在BUCK等拓扑中，积分电压与锯齿波通过PMW比较器产生调制信号。

上述的调光驱动电路，调光单元包括串联在所述输出节点和该一浮地参考电位之间的第一二极管和第一、第二电阻，第一二极管的阳极连接于所述输出节点而第一、第二电阻串联在第一二极管的阴极和该一浮地参考电位之间；还包括串联于第一、第二电阻两者互连处的一个公共节点与所述第一电容的第一端间的第二二极管和第三电阻，和包括与第二电阻并联的一个第二电容，其中第二电容的第一端和第二二极管的阴极连接于提供所述平均电压值的所述公共节点，而第三电阻连接于所述第二二极管的阳极和第一电容的第一端之间，第一、第二电容的第二端配置成连接到该一浮地参考电位。

上述的调光驱动电路，调光单元包括串联在所述输出节点和该一浮地参考电位之间的 第一二极管和第一、第二电阻，第一二极管的阳极连接于所述输出节点而第一、第二电阻串联在第一二极管的阴极和该一浮地参考电位之间；所述第一、第二电阻两者互连处的提供所述平均电压值的公共节点耦合到所述第一电容的第一端上，所述第一电容的第二端配置成连接到该一浮地参考电位。

上述的调光驱动电路，当所述平均电压值和所述第二二极管的正向导通电压之和趋近于等于所述积分电压时，所述调光单元失效；当可控硅调光器改变交流电的导通角至所述平均电压值和所述第二二极管的正向导通电压之和低于误差放大器输出端所输出的电压时，第一电容的第一端到所述公共节点之间的第二二极管和第三电阻形成电流通路，从而由该通路来拉低所述积分电压。

上述的调光驱动电路，藉由所述平均电压值直接来钳制所述积分电压，使得所述积分电压的变化量与所述平均电压值的变化量保持一致，从而与导通角的变化趋势保持一致的所述平均电压值直接改变所述调制信号的占空比。

上述的调光驱动电路，所述电压转换器配置有一个和所述输入电压的实地参考电位相同的参考地电位，使所述开关管受所述调制信号驱动时所述调制信号是以该实地参考电位为参照地，则所述调光单元在所述电压转换器所接收的所述输入电压上采样撷取所述输入电压的平均电压值；所述控制模块中一个误差放大器所输出的误差电压在一个第一电容上产生积分电压，其中该误差放大器比较并放大一个参考电压与一个表征流经负载的电流大小的反馈电压之间的差值，所述调光单元在导通角减小致使所述平均电压值降低时，拉低所述积分电压并迫使所述调制信号的占空比降低。

上述的调光驱动电路，调光单元包括串联在所述输入电压和实地参考电位之间的第一二极管和第一、第二电阻，第一二极管的阳极连接于所述输入电压而第一、第二电阻串联在第一二极管的阴极和实地参考电位之间；和包括串联于第一、第二电阻两者互连处的一个公共节点与所述第一电容的第一端之间的第二二极管和第三电阻，和包括与第二电阻并联的一个第二电容，所述第二电容的第一端连接到提供所述平均电压值的所述公共节点，其中该第一、第二电容各自的第二端连接到实地参考电位。

上述的调光驱动电路，第二二极管的阳极连接于第一电容的第一端，第二二极管的阴 极与所述公共节点之间连接有所述第三电阻；或第二二极管的阴极端连接于所述公共节点，而第二二极管的阳极端与第一电容的第一端之间连接有所述第三电阻。

上述的调光驱动电路，调光单元包括串联在所述输入电压和实地参考电位之间的第一二极管和第一、第二电阻，第一二极管的阳极连接于所述输入电压而第一、第二电阻串联在第一二极管的阴极和实地参考电位之间；以及所述第一、第二电阻两者互连处的用于提供所述平均电压值的一个公共节点耦合到所述第一电容的第一端上，并且所述第一电容的第二端连接到实地参考电位。

上述的调光驱动电路，当所述平均电压值和所述第二二极管的正向导通电压之和趋近于等于所述积分电压时，所述调光单元失效；当可控硅调光器改变交流电的导通角至所述平均电压值和所述第二二极管的正向导通电压之和低于误差放大器输出端所输出的电压时，第一电容的第一端到所述公共节点之间的第二二极管和第三电阻形成电流通路，从而由该通路来拉低所述积分电压。

上述的调光驱动电路，藉由所述平均电压值直接钳制所述积分电压，使得所述积分电压的变化量与所述平均电压值的变化量保持一致，从而与导通角的变化趋势保持一致的所述平均电压值直接可以改变所述调制信号的占空比。

上述的调光驱动电路，所述第一电容的第一端处所积分产生的所述积分电压和一个锯齿波通过控制模块的一个PWM比较器进行比较，利用该比较器产生所述调制信号。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1A是传统TRIAC调光器的基本电路架构图。

图1B是输入给TRIAC调光器的原始交流电波形。

图1C是交流电的正弦波被TRIAC调光器切相位角之后的波形。

图2是本发明基于对电压转换器的输出电压采样实现使PWM调制信号的占空比随着交流电导通角的变化而线性变化的调光驱动电路的示意图。

图3是产生PWM调制信号的一种范例。

图4是本发明以浮地架构的Buck型电压转换器为例阐明的一种调光单元。

图5是本发明以浮地架构的Buck型电压转换器为例阐明的一种简化调光单元。

图6是本发明基于对电压转换器的输入电压采样实现使PWM调制信号的占空比随着交流电导通角的变化而线性变化的调光驱动电路的示意图。

图7是本发明以实地架构的反激型电压转换器为例阐明的一种调光单元。

图8是本发明以实地架构的Buck-Boost型电压转换器为例阐明的一种调光单元。

图9是本发明以实地架构的Buck型电压转换器为例阐明的一种调光单元。

具体实施方式

下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，但所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该等实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的方案都属于本发明的保护范围。

应用于照明领域的调光器常用的双向可控硅在业界通常被称为TRIAC，主要被运作为三极交流开关(TRI-ELECTRODE AC SWITCH)，其惯用术语称为双向晶闸管或双向可控硅开关。参见图1A，在可控硅调光器中，只要在双向可控硅TRIAC的控制电极施加适当的触发脉冲，无论在输入线101、102上所输入的交流电V_AC的正半周还是负半周，双向可控硅TRIAC均被触发导通。后文详细阐述调光器的这一工作模式，调光器具有输入端P₁和输入端P₂并且具有连接负载的输出端P₃和输出端P₄，串联在输入端P₁(即输入线102)和输出端P₃之间的保护电阻R_W1、可调电阻R_W2与电容C_W构成移相触发网络，双向可控硅TRIAC的非控制端的另外两个端口分别连接在输入端P₁和输出端P₃上从而使TRIAC和该一移相触发网络并联，而且电容C_W的一端和双向可控硅TRIAC的控制电极之间连接有一个双向触发二极管DIAC，电容C_W的另一端则耦合到TRIAC两个端口中的一个上。TRIAC的工作方式体现在，传输到输入线101、102上的交流电在正半周会给电容C_W充电，一旦电容C_W与双向触发二极管DIAC相连的一端积累的电压上升到双向触发二极管DIAC的正向阻断电压时，双向触发二极管DIAC就会被击穿导通，并进一步使双向可控硅TRIAC被触发导通，从而可以在输出端P₃和P₄之间为负载提供电 源。同样，在负半周时，一旦电容C_W与双向触发二极管DIAC相连的一端积累的电压上升到双向触发二极管DIAC的反向阻断电压时，双向触发二极管DIAC同样也会被击穿导通，进一步使得双向可控硅TRIAC被触发导通。我们通过调节可调电阻R_W2阻值的大小就可以改变电容C_W的充电时间常数，双向可控硅TRAIC的电压导通角随之改变，也就改变了流过负载的电流，结果使发光器件类的负载的亮度随着可调电阻R_W2的调节而变化。TRIAC调光亦称为相位调光，基本原理是通过调制TRIAC的导通角θ，对输入的交流正弦波电压V_AC进行斩波，也即所谓的切相，以降低输出电压的有效值。图1B中具有正负幅度V_HV的交流正弦波V_AC经过一切相后的波形体现在图1C中。在任意一个正半周或负半周内，控制角α表示从零开始到触发双向触发二极管DIAC导通所经历的相位角并在控制角α范围内TRIAC不导通，而导通角θ则表示TRIAC开始被触发导通的相位角范围，并在正半周或负半周的导通角θ范围内TRIAC会持续导通(图1C中阴影部分代表V_AC经斩波后预留给TRIAC导通的电压波形)，θ＝π－α。如果因为用语的不同给阅读者带来理解上的不便，我们在本申请中定义导通角θ可以被理解成任意一个正负半周期内正弦波电压V_AC的有效导通角度，相位角切角的越多则导通角θ越小。尽管TRIAC在业界有诸多改进结构，但基本原理均是基于图1A-1C所示。

在图2中，在两条母线也即一对输入线102、101各自的输入端P₁、P₂之间输入由市电提供的正弦交流电压V_AC，可以在一条输入线102的输入端P₁和输出端P₃之间连接一个上文介绍的双向可控硅调光器111，正弦交流电压V_AC经过该双向可控硅调光器111进行预期的导通角θ调节之后，最终在输入线102、101的一组输出端P₃、P₄之间产生经过切相位角后的斩波。该斩波再传输到下一级的桥式整流器112，仍然是交流量的该斩波被桥式整流器112整流后可提供输入电压V_IN。值得强调的是，下文即将介绍的用于提供给电压转换器113的输入电压V_IN，既可以是带有交流成分的脉动电压，也可以是将整流器112的输出利用滤波电容等器件滤去纹波的直流量电压。因此，当阅读本文时应当认识到输入电压V_IN实质上可以是整流后的交流量或者直流量。

参见图2，电压转换器(Voltage converter)113正是利用所提供的输入电压V_IN产生预设的平均值电流输出至负载114，电压转换器113自然也为负载114提供工作电压， 只不过负载114是白光LED时需要恒定电流控制。在图2的一个实施例中，由一个控制模块115来产生调制信号S_PWM，例如脉冲宽度调制信号，耦合到电压转换器113中用于功率转换的开关管的控制端。电压转换器113中主开关管通常与电感性元件串联，而电感元件储能的过程就是流经它的电流从零至稳态最大值的过程，一旦开关管在导通与断开之间切换，就可以确定输入电压V_IN是否向电感元件直接传输能量。譬如在开关周期内，开关管被接通阶段则电压转换器113中输入电压V_IN与电感元件之间形成电流通路而导致电流流过电感元件并向电感元件传输能量，反之亦然，一旦开关管被关闭则输入电压V_IN与开关管之间无法形成通路而不能向电感元件提供电流，此阶段反而是电感元件释放能量的过程，这在后续的内容中将会继续介绍。在开关管的切换过程中，一个调光单元116需要实时监控到导通角θ的变化状况而作为调节PWM占空比的依据，例如可以从电压转换器113用于提供输出电压V_OUT的输出节点处来采样该输出电压V_OUT的一个平均电压值V_SAM，这个采样得到的电压是作为对交流电压V_AC执行切相位角后的输出电压进行实时侦测的结果。而调光单元116正是利用采样的平均电压值V_SAM，在可控硅调光器111改变交流电压V_AC导通角θ的同时，还使得调制信号S_PWM的占空比Duty Ratio随着导通角θ的变化而改变，后续内容中将会详细介绍本发明如何实现这一点。

根据世界各国或各地区的安全规范标准，如UL、CE、CCC等都对电器产品功率因数PFC有一定的规范要求。譬如ERP认证，规定功率小于或等于2W无功率因素要求，但是2W至5W则要求PF值要求大于0.4，而5W至25W则要求PF值大于0.5，超过更大的功率25W则要求PF值大于0.9。再如能源之星的规范标准提出对于大于5W的LED照明产品，要求功率因子指标PFC必须大于0.7。针对LED照明，实现高PF值的方法需要采用电容补偿，使控制芯片在较短时间内固定开通时间，提高开关型LED恒流源的功率因数，这种技术的基本原理如图3所示。参见图3，一个误差放大器A2对外部信号进行处理，第一电容C₁为补偿电容，第一电容C₁对误差放大器A2输出的电压进行积分，从而在第一电容C₁上产生一个积分电压V_COMP，也即得到平均电压。积分电压V_COMP与锯齿波V_SLO经过PWM比较器A1比较后，得到脉冲宽度调制信号S_PWM，用于控制电压转换器113中的开关管，形成环路。其中误差放大器A2、比较器A1的环路响应速度 要比第一电容C₁放电的速度快的多，并且放大器A2产生的结果需要延迟一段时间才能由V_COMP电压反映出来，以及放大器A2的驱动电流较小，同时误差放大器A1、比较器A相对独立，所以比较器A1正常工作与否仅仅取决于V_COMP处电压。

必须着重强调的是，虽然控制模块115产生调制信号S_PWM的方式有很多，但是为了阐明本申请的发明精神，暂时借助图3中简化的模型来叙述说明，但必须申明的是，这种简化模型仅仅是作为解释的范例，但本发明并不限制于该特定的模型，本领域的技术人员应当认识到它可以被任何基于本发明精神而提出的等效形式所替代。

参见图4所示，输入电压V_IN从输入线201、202输入给一个降压型的Buck电压转换器，输入线202具有参考地电位GND1，而输入线201上的输入电压V_IN是相对于参考地电位GND1(或称实地、共地和/或系统地等)具有的电位。用于功率转换而采用的一个开关管Q1例如可以是NMOS类型的MOSFET，开关管Q1的漏极端(输入端)连接到输入线201，而源极端(输出端)处的节点N1和一个电感L1的第一端之间连接有一个检测电阻R_CS1，以及电感L1的另一个第二端处的节点N2和参考地电位GND1之间连接有一个输出电容C_OUT，另外一个续流二极管D_FW1的阳极连接在参考地电位GND1并且该续流二极管D_FW1的阴极则连接在节点N1，最终我们在输出节点N2处产生所期望的输出电压V_OUT用来为LED负载114提供工作电压。将串接的一个或多个LED负载114中起始的首个LED的阳极端连接到输出节点N2，而串接的LED负载114中最后末尾的一个LED的阴极端连接到参考地电位GND1。图4中的电流采样方式为：节点N1和电感L1的第一端(具有一浮地GND2)之间连接有检测电阻R_CS1，而监测到的流经该检测电阻R_CS1的电流与该电阻的阻值相乘便可以换算成一个检测电压V_CS。

在图4中，降压Buck电压转换器具有配置的一浮地端口GND2(Floating GND)并且这一端口具有一浮地电位，例如检测电阻R_CS1和电感L1的第一端互连处具有该一浮地电位GND2。电压转换器自身的参考电压采用的是芯片地或称该一浮地GND2，而输入电压V_IN采用的则是参考地电位GND1也即系统地，很明显这两者其实是不同的电位。尤其是控制功率开关管Q1的栅极使其在接通和关断的两个状态间切换时，这两个地的电位是不一样的，所以称图4的实施例为一浮地降压型BUCK电路，该类型的拓扑架构极大 简化了变压器的制作，减小了变压器的体积，对MOS开关管Q1的耐压值要求也比较低，提高了效率，同时此种架构也天然减少了纹波，使输出电容C_OUT可以很小。

在图4中，因为采样电压V_CS实质可以表征或折算成流经负载的电流，我们只要控制和限制了采样电压V_CS就相当于控制了流经负载的电流值大小，进而产生的输出给负载的预设平均值电流就可控，发光二极管是恒流控制，但本发明中的预设平均值电流却大小可调，这适用于后续的所有实施例。用于控制流经负载114电流大小的采样电压V_CS输入到误差放大器A2的第一端例如正相输入端，而一个参考电压V_REF则输入到该误差放大器A2的第二端如反相输入端。图3中的振荡器(OSC)125产生的锯齿波V_SLO输入到PWM比较器A1的第二端如反相输入端，误差放大器A2在第一电容C₁未接地的一端节点N3上产生的积分电压V_COMP输入到PWM比较器A1的第一端如正相输入端，从而由PWM比较器A1产生脉冲宽度调制信号S_PWM，用于驱动开关管Q1。调光单元116包括串联在输出节点N2和一浮地GND2之间的第一二极管D1和第一电阻R1、第二电阻R2，其中第一二极管D1的阳极端连接于输出节点N2，而第一电阻R1、第二电阻R2则串联在第一二极管D1的阴极端和一浮地GND2之间。其中调光单元116还包括第二二极管D2和第三电阻R3，该第二二极管D2和第三电阻R3串联于第一电阻R1、第二电阻R2两者互连处的一个公共节点N4与第一电容C₁未接地一端节点N3之间，并且调光单元116还具有一个第二电容C₂，第二电容C₂与第二电阻R2并联。第二电容C₂的一端和第二二极管D2的阴极端都连接到提供平均电压值V_SAM的公共节点N4处，而第三电阻R3连接于第二二极管D2的阳极端和第一电容C₁一端的节点N3之间，第一电容C₁、第二电容C₂的相对另一端连接到一浮地GND2。

由于是一浮地Buck电路架构，电压转换器的芯片地也即该一浮地GND2(例如配置该电感L1的第一端处为GND2)和提供输入电压的母线地也即属于实地的参考地电位GND1(例如配置输入线202为GND1)不是同一个地电位，而且芯片地和系统地两个地随时都在变化，所以撷取电感L1的变化电压的采样点应以该一浮地GND2为基准，下文将进一步详细阐释这点。调光单元116的工作机制体现在，当调光单元116处于正常的第一工作状态阶段，在没有对正弦波输入电压V_AC切相，可以配置调整第一电阻和第二电 阻R1、R2的阻值，使得V_SAM+V_TH≈V_COMP，该关系式表示节点N3的电压V_COMP约等于节点N4的电压V_SAM加上第二二极管D2上的正向导通压降V_TH(有时候Diode所谓的正向导通电压也被称为门槛电压)。这里需要注意的是，不同性质的二极管正向导通压降V_TH也略有不同，例如硅二极管的正向导通压降大约是0.7伏左右，而锗二极管的导通压降为大约是0.3伏左右，肖特基二极管则更低。此阶段调光单元116不工作，流经负载114的预设平均值电流可以控制为近乎恒定不变。

当输入正弦波电压V_AC开始切相位角时，调光单元116进入第二工作状态阶段，在此阶段比较器A1受两个环路影响，第一个环路是经BUCK电路、采样的节点N2、整流采样的平均电压值V_SAM、积分电压V_COMP、比较器A1、再经由调制信号S_PWM反馈到Buck电压转换器的电流，在第一个环路中，采样节点N2得到的能量开始减少，节点N4处积分放电周期得到平均电压值V_SAM开始减少。第二环路是，控制模块115检测到流经负载114的电流也即采样电压V_CS开始减小，比较器A1和误差放大器A2环路会努力使PWM的占空比加大，试图让流经负载114的输出电流恢复正常，这个环路产生的后果使节点N3处积分电压V_COMP上升，由此产生电压差。很容易获悉，节点N3处积分电压V_COMP电压受两个环路综合影响，一旦误差放大器A2输出的电流增大，但是由于节点N3处积分电压V_COMP和节点N4出平均电压值V_SAM间存在着不容忽视的电压差，会立即使该节点N3处积分电压V_COMP电下降。在一方面，输入正弦波V_AC被切角即导通角θ减小导致输入电压V_IN的有效值减小，而另一方面，控制开关管Q1的调制信号S_PWM的占空比却不能加大，所以最后输出给负载114的平均电流自然就减小而达到调光效果。

调光单元116处于第二工作状态阶段(输入正弦波V_AC被切角)具体工作模式下文将一一阐述。在图4中，连接在节点N3和误差放大器A2的输出端之间的一个电阻R4为芯片内部的电阻，例如电阻R4是误差放大器A2的寄生/固有输出电阻，它的电阻值相对第三电阻R3而言要大得多。正弦波电压V_AC被可控硅调光器111切掉一部分角度后，为了维持恒定电流，在上文中提及的第二个环路会试图迫使N3节点处的积分电压V_COMP抬升，这实质上是由于误差放大器A2输出端所输出的误差电压V_EA增加所诱发的。同时由于正弦波电压V_AC被切掉一部分角度后导致采样节点N2的电位降低，而这里对输出电 压V_OUT采样的平均电压值V_SAM(节点N4处)是对电感L1放电部分所积分的电压，平均电压值V_SAM的变化趋势与交流电的导通角θ的变化趋势一致，即同步增大或减小，最终会使V_EA＞V_SAM－V_TH，V_TH是第二二极管D2的正向导通压降或阈值电压。则此时第三电阻R3和误差放大器A2的输出电阻R4之间有电流通过，但是又由于第一电容C1和第二电容C2的存在，所以此阶段平均电压值V_SAM(节点N4处)和积分电压V_COMP(节点N3处)其实是接近于直流，也就是说整个电路试图把积分电压V_COMP固定在一个预设电压，所以该调制信号S_PWM在整个工频内趋于被基本固定住。

但是误差放大器A2输出端所输出的电压V_EA增加，藉由采样的平均电压值V_SAM(节点N4处)和误差放大器A2输出端的电压V_EA之间的电压差，经过第二二极管D2和第三电阻R3以及电阻R4间的泄放通路会改变积分电压V_COMP(节点N3处)的值，积分电压V_COMP的变化相当于使锯齿波V_SLO与积分电压V_COMP的交点提前发生，所以主开关管Q1的导通时间会缩短，可以使得调制信号S_PWM的占空比或者周期减小。

V_COMP＝V_SAM+V_TH+(V_EA-V_SAM-V_TH)×R3/(R3+R4)……(1)

V_COMP＝V_TH+(V_EA×R3+V_SAM×R4-V_TH×R3)/(R3+R4)……(2)

函数关系式(1)表征的物理含义表示节点N3的电压V_COMP减去第二二极管D2的正向导通压降V_TH和减去节点N4的电压V_SAM的差值之后，除以阻值R3即可得到流经第三电阻R3的电流，而这个电流同时等于流经第三电阻R3和电阻R4的电流。电压V_EA减去第二二极管D2的正向导通压降V_TH和减去节点N4的电压V_SAM的差值之后，再除以阻值(R3+R4)就是流经第三电阻R3和电阻R4的电流。关系式(2)是关系式(1)的等效变形形式，即将函数关系式(1)等式右侧的V_SAM先乘以一个(R₃+R₄)再除以一个(R₃+R₄)后，使等式右侧合并同类项即可以得到函数关系式(2)。

函数关系式(1)和(2)中R3和R4分别代表第三电阻R3和电阻R4各自的阻值，上文已经提及电阻R4是误差放大器A2的寄生/固有输出电阻，它的电阻值R4相对第三电阻R3要大得多，再者电压V_SAM的变化率也远高于电压V_EA的变化率，则V_SAM×R4的变化率远大于V_EA×R3，所以只要我们合理的配置电阻值R1、R2、R3和R4就可以从函数关系式(2)的分子中省略掉V_EA×R3这一项，使得电压V_COMP近似于与节点N4 处的电压V_SAM的保持线性变化规律。换言之，当输入正弦波V_AC被切相位角时，会导致在节点N2处采样的电压V_SAM降低，进一步使得节点N4处的电压V_SAM跟随电压V_SAM线性降低，从而最终导致调制信号S_PWM的占空比或者周期随着电压V_SAM线性降低，那么开关管Q1的导通时间在周期内减少，使流进电感L1的能量在放电阶段也会减小，流过负载114的预设平均值电流减小而直接致使LED发光强度减弱。

总而言之，整个Buck电路只要采样点N2的平均电压随着正弦波被切角的变化而线性变化，就可以使得节点N3处的电压V_COMP也随着正弦波被切角的变化大小而线性变化，以及进一步可实现S_PWM波形的占空比随着被切角的变化而线性变化，可见，本发明取得的该等优势是具有本领域通常知识者所乐见其成的。

图4的实施例是相对可以比较精确计算的由调光单元116改变控制模块115输出的调制信号S_PWM的方法，但在精度要求不是很高的驱动方案中，还可以从图4所示的调光单元116中省略掉第二二极管D2和第二电容C₂以及第三电阻R3，所以图5的实施例较之图4的实施例，就是省略了该三个元器件，其他的则并无差异。此时调光单元116包括串联在输出节点N2和一浮地GND2之间的第一二极管D1和第一、第二电阻R1、R2，第一二极管D1的阳极端连接于输出节点N2，而第一电阻R1、第二电阻R2串联连接在第一二极管D1的阴极端和一浮地GND2之间，第一电阻R1、第二电阻R2两者互连处的提供平均电压值V_SAM的一个公共节点N4耦合到第一电容C1的一端节点N3上，第一电容C1的另一端连接到一浮地GND2上。由于节点N3直接耦接到节点N4，实现藉由节点N4的平均电压值V_SAM直接钳制节点N3的积分电压V_COMP，积分电压V_COMP的变化量跟随着在输出节点N2采样撷取的输出电压V_OUT的平均电压值V_SAM的变化量，随着导通角θ的变化而变化的平均电压值V_SAM直接改变调制信号S_PWM的占空比，例如切角变小而导通角θ略微增大则平均电压值V_SAM和积分电压V_COMP都略微增大，或者切角变大而导通角θ略微减小则平均电压值V_SAM和积分电压V_COMP都略微减少。所以在图5的实施例中也基本上可以实现实施例4的预期调光功能，Buck电路中只要采样点N2的电压随着正弦波被切角而线性变化，就可使节点N3处的电压V_COMP随着被正弦波被切角的大小而线性变化，进一步实现S_PWM波形的占空比随着被切角的变化而线性变化，由于该等调 光措施在上文中已经详细介绍，所以不予赘述。

必须声明的是，图4-5中用作范例的拓扑结构仅仅是为了更广泛的向本申请的阅读者证明本发明精神在电压转换器的适用范围上的普遍意义，但不构成任何特定的限制，它们可籍由任意变换的各种适用的其他拓扑来替代。

在上文中介绍了BUCK浮地，芯片地和母线地不是同一个电位，芯片地和母线电压随时发生变化，更详细的解释为，该MOS开关管Q1的源极电位(即驱动MOS管的驱动信号的实际参考地)会随着二极管D_FW1的导通和截止而发生大约是－V_TH和+V_IN这样幅度的变化抖动，这里的V_TH是二极管D_FW1的正向导通电压而是V_IN输入电压，所以使开关管Q1受调制信号的驱动而在导通与关断之间切换时该调制信号是以该一浮地参考电位GND2为实际参照地。考虑到在母线上直接采样可能无法对切相位角后的电压进行实时的反应回馈，所以采样点N2变成和输出电压V_OUT供电端相同，采样得到来自主电感L1并经过第一二极管D1整流得到电压平均值V_SAM。当可控硅TRIAC调光器切掉正弦波V_AC的一部分角度后，主电感L1存储的能量比正常工作时的能量减少，电感L1两端平均电压会降低，整流滤波后得到的平均电压V_SAM也会减少，导致第一电容C1上的积分电压V_COMP降低，但由于控制模块本身的原始功能认为V_COMP需要上升，或频率需要变化，但外部驱动能力要大于内部驱动能力所以节点N3处的V_COMP的值由外部决定，而强制使得积分电压V_COMP的电压值相应减少。同理，通过以上电路来实现调光功能还可以应用在某些非浮地(Non-Floating GND)的拓扑情形，本发明后续的下文内容将介绍FLYBACK和Buck-Boost及传统Buck的非浮地(NFG)电路，由于非浮地(NFG)芯片地与系统地是一个地，可以直接在母线上采样即可。图6与图2基本类似，但电压转换器113是非浮地(NFG)型的，所以调光单元不再从之前的输出电压V_OUT端撷取采样电压，转而从提供输入电压V_IN的母线上撷取采样电压。除此之外，本发明的下文内容将对应于图7-图9来一一介绍基于图6的发明精神而延展开的常见或不常见的功率转换拓扑，进一步佐证依本发明精神而提供的调光单元在电压转换器中的普遍适用性。

在图7的反激电压转换器中，正弦输入交流电V_AC由可控硅调光器111调整导通角θ，经过切相位角的正弦波交流电V_AC被桥式整流器112整流后，向反激电压转换器的变压 器T提供输入电压V_IN。注意本实施例中调光单元116在输入电压V_IN上采样撷取该输入电压V_IN的平均电压值V_SAM时，母线上的输入电压V_IN既可以是整流器112输出的带有交流成分的脉动电压，也可以是整流器112输出后经过输入电容C_IN滤波之后体现为直流量的输入电压V_IN。反激电压转换器的初级绕组在开关管Q2导通阶段存储能量而在开关管Q2关断阶段向次级绕组传递能量。开关管Q2与变压器的初级绕组以及检测电阻R_CS2串联在输入电压V_IN和为实地的参考地电位GND1之间，开关管Q2的漏极端(输入端)连接初级绕组的一端，初级绕组的另一端接收输入电压V_IN，并且在该主开关管Q2的源极端(输出端)与参考地电位GND1之间连接有该检测电阻R_CS2。而次级绕组的一端接实地GND1并且其另一端通过一个整流二极管D_REC在二极管的阴极处的输出节点提供输出电压V_OUT，一个输出电容C_OUT连接在实地GND1和该输出节点之间。在该输出节点处为LED负载114提供工作电压，将串接的一个或多个LED负载114中起始的首个LED的阳极端连接到输出节点，而串接的LED负载114中末尾的一个LED的阴极端与参考地电位GND1相连。当调光单元116处于正常的第一工作状态阶段，无需对正弦波输入电压V_AC进行切相位角，而此时可以配置调节第一电阻和第二电阻R1、R2的阻值使V_SAM+V_TH≈V_COMP，也即表示节点N3的电压V_COMP约等于节点N4的V_SAM再加上一个第二二极管D2的正向导通压降V_TH，此阶段调光单元116不工作。

当输入正弦波电压V_AC开始切相位角时，调光单元116进入第二工作状态阶段，在此阶段比较器A1受两个环路影响，第一个环路是采样的输入电压V_IN处、整流采样的平均电压值V_SAM、积分电压V_COMP、比较器A1、再经由调制信号S_PWM反馈到反激电压转换器的电流。在第一个环路中，从输入电压V_IN得到的能量开始减少，节点N4处得到平均电压值V_SAM开始减少。第二环路是，检测电阻R_CS2上的采样电压V_CS输入到误差放大器A2的第二端如反相输入端，一个参考电压V_REF则输入到该误差放大器A2的第一端如正相输入端。同时振荡器125产生的锯齿波V_SLO连接到PWM比较器A1的第一端如正相输入端，误差放大器A2在第一电容C₁未接地的一端节点N3上产生的积分电压V_COMP输入到PWM比较器A1的第二端如反相输入端。在一些可选但非必须的实施例中，其实还可以将PWM比较器A1输出结果的反相信号作为调制信号。如果控制模块115检测到 采样电压V_CS的峰值减小，也即流经负载114的平均电流降低，则节点N3处第一电容C1的积分电压V_COMP试图增大来调节抬高流过初级绕组、开关管Q2和检测电阻R_CS2的峰值电流，即增大控制开关管Q2的调制信号的占空比。虽然积分电压V_COMP企图增大，但由于节点N3处积分电压V_COMP大于节点N4处的平均电压值V_SAM加上第二二极管D₂的导通压降V_TH，会立即使节点N3处积分电压V_COMP被拉低。一方面，由于输入的正弦波电压V_AC被切相位角而导致输入电压V_IN的有效值和采样的平均电压值V_SAM减小，导致初级侧的峰值电流减小，所以流经负载114的预设平均值电流也会下降；另一方面，还由于调制信号被用来驱动NMOS开关管Q2但是调制信号S_PWM的占空比却无法增大，所以输出给负载114的平均电流就减小而达到调光效果。

参见图7所示，调光单元116包括串联在输入电压V_IN和实地GND1之间的第一二极管D1和第一电阻R1、第二电阻R2，第一二极管D1的阳极端连接于输入电压VIN上，而第一电阻R1、第二电阻R2串联在第一二极管D1的阴极端和实地GND1之间。还设置有的第二二极管D2和第三电阻R3，第二二极管D2和第三电阻R3串联于第一电阻R1、第二电阻R2两者互连处的一个公共节点N4与第一电容C1一端节点N3之间，以及还包括一个与第二电阻R2并联的一个第二电容C2，第二电容C2的一端连接到提供平均电压值V_SAM的公共节点N4，第一电容C1和第二电容C2的各自的另一端配置成连接到实地GND1。鉴于第二二极管D2和第三电阻R3的位置可以对调，所以存在两种情况：第二二极管D2的阳极端连接于第一电容C1未接地的一端节点N3，第二二极管D2的阴极端与公共节点N4之间连接有第三电阻R3(图7)；或者第二二极管D2的阴极端连接于公共节点N4，而第二二极管D2的阳极端与第一电容C1未接地的一端节点N3之间连接有第三电阻R3(图中未示意出)。在调光单元116的第二工作状态阶段(输入正弦波V_AC被切角)，输入正弦波电压V_AC被可控硅调光器111切掉一部分角度后，为了维持恒定电流，环路会试图促使N3节点处的积分电压V_COMP抬升。但由于正弦波电压V_AC被切掉一部分角度后则导致采样节点输入电压V_IN的电位降低，相当于在开关管Q2的源极和检测电阻R_CS2互连处取样的电流信号减小，而且误差放大器A2输出端所输出的误差电压V_EA增加，最终藉由采样的平均电压值V_SAM(节点N4处)和误差放大器A2输出 端的电压V_EA之间的电压差，产生经过第二二极管D2和第三电阻R3的泄放通路，这会改变积分电压V_COMP(节点N3处)的值并促使其降低，导致驱动开关管Q2的调制信号的占空比减小，使得开关管Q2在周期内的导通时间缩短。

图8的实施例和图7基本类似，只不过应用范围不再是上文提及的反激电压转换器，而是升降压Buck-Boost类型的电压转换器，注意Buck-Boost拓扑的输出节点的输出电压极性较之输入电压是相反的。一个电感L2的第一端连接到一个节点N5，而电感L2的另一第二端与一个节点N6之间连接有一个续流二极管D_FW2，续流二极管D_FW2的阳极连接到电感L2的第二端，以及续流二极管D_FW2的阴极连接到节点N6，一个输出电容C_OUT连接在节点N5和N6之间，续流二极管D_FW2、电感L2也连接在节点N5和N6之间，输出电容C_OUT与二极管D_FW2、电感L2两者并联。将串接的一个或多个LED负载114中起始的首个LED的阳极端与输出节点N6之间连接一个检测电阻R_CS3，而串接的LED负载114中末尾的一个LED的阴极端连接到节点N5。一个主开关管Q3的漏极连接到电感L2的第二端与续流二极管D_FW2的阳极互连的节点位置，而开关管Q3的源极则与输入电压V_IN的参考地电位GND1之间连接有一个感应电阻R_S。一个电流检测放大器A3的正输入端连接到节点N6，而它的负输入端连接到检测电阻R_CS3与串接的LED负载114中首个LED的阳极端互连处的节点，从而电流检测放大器A3用来检测流经负载114的电流并体现为该放大器A3输出端输出的采样电压V_CS(为电流与电阻R_CS3之乘积)。一个电流检测放大器A4的正输入端连接到感应电阻R_S与NMOS开关管Q3的源极间互连的节点，电流检测放大器A4的负输入端连接到参考地电位GND1，该电流检测放大器A4用于侦测流经感应电阻R_S上的电流信号。调光单元116的电路与图7相同而不再重复赘述，其中误差放大器A2输出端连接到第一电容C1未接地的一端节点N3处，检测电阻R_CS3上的反馈回来的采样电压V_CS输入到误差放大器A2的第二端如反相输入端，一个参考电压V_REF则输入到该误差放大器A2的第一端如正相输入端。作为可选项，电流检测放大器A4的输出结果和振荡器(OSC)产生的锯齿波V_SLO叠加补偿后输入到PWM比较器A1的第一端如正相输入端，而误差放大器A2在第一电容C₁未接地的一端节点N3产生的积分电压V_COMP输入到比较器A1的第二端如反相输入端。

参见图8，输入电压V_IN输入至节点N5，在开关管Q3导通阶段，电感L2储蓄能量，电流经由电感L2、开关管Q3和感应电阻R_S流向参考地GND1。而在开关管Q3关断阶段，电感L2释放能量，电流经由续流二极管D_FW2并流过检测电阻R_CS3和串联的LED负载114。开关管Q3受到调制信号的驱动在导通与关断之间切换时，调制信号是以该实地参考电位GND1为实际参照地，芯片地与系统地一致，这与下文的图9一样，所以其中调光单元116中的第一二极管D1的阳极连接到节点N5，相当于调光单元116可以直接在提供输入电压V_IN的母线上采样。

参见图8，如果控制模块115检测到流经负载114的电流也即折算的采样电压V_CS开始减小，则节点N3处第一电容C1的积分电压V_COMP试图增大来调节抬高流过电感L2、开关管Q3和感应电阻R_S的峰值电流，也即趋于增大控制开关管Q3的调制信号的占空比。但是由于节点N3处积分电压V_COMP和节点N4出平均电压值V_SAM间存在着电压差，产生的泄放通路会使节点N3处积分电压V_COMP下降。一方面，输入正弦波V_AC被切角导致输入电压V_IN的有效值和电压值V_SAM减小，另一方面，控制开关管Q2的调制信号S_PWM的占空比无法增大，则输出给负载114的平均电流就减小而达到调光效果。

图9和图8的实施例基本类似，只不过应用范围不再是升降压Buck-Boost类型的电压转换器，而是降压Buck电压转换器。其中一个续流二极管D_FW3与电感L3串联在一个节点N7和一个节点N8之间，续流二极管D_FW3的阴极连接到节点N7，而续流二极管D_FW3的阳极端和节点N8之间连接有一个电感L3，其中电感L3的第一端连接续流二极管D_FW3的阳极而电感L3的第二端连接节点N8。将串接的一个或多个LED负载114中起始的首个LED的阳极端与节点N7连接在一起，并且串接的LED负载114中末尾的一个LED的阴极端连接到节点N8。一个NMOS开关管Q4的漏极连接到电感L3的第一端与续流二极管D_FW3的阳极互连的节点位置，而开关管Q4的源极端则与输入电压V_IN的参考地电位GND1之间连接有一个检测电阻R_CS4。降压Buck电压转换器其工作原理是，整流后的输入电压V_IN输入至节点N7，开关管Q4导通时，电流流经串联的LED负载114和电感L3及开关管Q4和检测电阻R_CS4流向参考地GND1，电感L3储蓄能量，而在开关管Q4关断阶段电感L3释放能量，流过电感L3的电流经由续流二极管D_FW3流向串联 的LED负载114到节点N8。所以其中调光单元116中的第一二极管D1的阳极连接到节点N7，相当于调光单元116可以直接在提供输入电压V_IN的母线上采样。

误差放大器A2输出端连接到第一电容C1未接地的一端节点N3处，在感应电阻R_CS4和开关管Q4的源极端互连处取样的检测电压V_CS输入到误差放大器A2的第二端如反相输入端，一个参考电压V_REF则输入到该误差放大器A2的第一端如正相输入端。同时表现为三角波或锯齿波V_SLO输入到PWM比较器A1的第一端如正相输入端，误差放大器A2在第一电容C₁未接地的一端节点N3产生的积分电压V_COMP输入到比较器A1的第二端如反相输入端。将PWM比较器A1的输出端产生的调制信号S_PWM驱动开关管Q4的栅极控制端G。如果控制模块115检测到流经负载114的电流也即取样的检测电阻R_CS4开始减小，则节点N3处第一电容C1的积分电压V_COMP将会适应性的试图增大控制开关管Q4的调制信号的占空比，也即趋于抬高流过负载114、电感L3、开关管Q4和感应电阻R_CS4的峰值电流。但是在前馈调光动作中，对正弦波输入交流电V_AC执行切相位角之后会拉低采样的电压值V_SAM，而由于节点N3处积分电压V_COMP和节点N4处的平均电压值V_SAM间存在着电压差，会立即使节点N3处积分电压V_COMP下降。所以输入正弦波V_AC被切相位角而导致输入电压V_IN的有效值和电压值V_SAM减小，及控制开关管Q4的调制信号S_PWM的占空比无法增大，这两方面的共同作用都会让输出给LED负载114的预设平均电流减小而达到预期的调光效果。

在图7-9的实施例中，输入电压V_IN是整流过后的电压，由于母线和芯片地是同一个地，则我们可以直接检测母线上电压的平均值，当母线经过可控硅TRIAC后，电压的有效值会降低，经过第二电容C2滤波，可得到母线的平均电压，当可控硅TRIAC切的角度越大时，第二电容C2上的电压就越小，第三电阻R3上流过的电流就越大，V_COMP的电压就越小，从而强制固定或改变PWM调制信号的占空比或者周期，同样可实现高PF值也实现了调光的功能。由于是采样的是母线的地，电压较高，所以需要注意第一电阻R1的耐压值，且第三电阻R3和第二二极管D2位置可以互换。同时图7-9各自的实施例中调光单元也可以也可以利用类似图5的调光单元116的简化版代替，摒弃第二二极管D2和第二电容C₂以及第三电阻R3。节点N3直接耦接到节点N4，实质上藉由节点 N4的平均电压值V_SAM钳制节点N3的积分电压V_COMP，积分电压V_COMP的变化量跟随着在输出节点N2/或V_IN采样撷取的输出电压V_OUT/或V_IN的平均电压值V_SAM的变化量，随着导通角θ的变化而变化的平均电压值V_SAM直接改变调制信号S_PWM的占空比，同样电路只要输入电压V_IN随着正弦波被切角的线性变化，就可使节点N3处的电压V_COMP随着被正弦波被切角的大小而线性变化，进一步实现S_PWM波形的占空比随着被切角的变化而线性变化，由于该等调光措施在上文中已经详细介绍，所以不予赘述。

上文用作范例的拓扑结构仅仅是用来解释本发明精神而不构成任何特定的限制，已有的白光LED驱动方式种类繁多，而限于篇幅的考虑本申请仅仅只能略取几个可以阐释本申请基本思路的代表性示例，所以阅读本文时应当理解，对具有本领域通常知识者而言，这里的描述的拓扑结构可籍由任意变换的各种适用的其他拓扑来替代，在阅读本文或者理解权利要求所限定范围时应当充分尊重本申请发明精神的本质。

以上，通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。