再生分频器的制作方法

本发明领域涉及再生分频器(regenerative frequency divider)。

背景技术：

在发表于期刊：Proceedings of The Institute of Radio Engineers,vol.27,no.7,pp.446-457,1939的出版物“Fractional-Frequency Generators Utilizing Regenerative Modulation”中，Ronald Lindsay Miller提出了再生分频器，由此输出信号y(t)与输入信号x(t)混频且结果被应用于低通滤波器，如图1所示。在适当的条件下，混合输入信号和输出信号在混频器的输出端产生ωin/2和3ωin/2的频率和与频率差。低通滤波器滤除在3ωin/2的信号分量，而ωin/2的信号分量幸存下来并围绕环路循环。有利的是，因为该装置的电容可以在低通滤波器中被吸收，所以这种拓扑能够实现高速分频。

图2示出再生分频器例子的理想化模型，其中低通滤波器是通过RC滤波器的方式来实现，且延迟ΔT＝π/ωin被插入环路以允许正确分频。图3示出图2的再生分频器的双极实现方式的简化电路图，采用双平衡混频器配置，由此通过射极跟随器晶体管Q7和Q8在节点X和Y引入延迟ΔT，以及在晶体管Q1和Q2的集电极引入延迟ΔT。对于两个输入，这样的双平衡混频器有利地具有对称的路径与相同大小的切换装置，以便只有乘积信号而没有输入信号出现在输出端。

在发表于Solid-State Circuits,IEEE Journal(Volume:39,Issue:4),April2004,pages 594–601的出版物“A 40-GHz Frequency Divider in 0.18-μm CMOS Technology”中，作者Lee和Razavi注意到，图2的拓扑难以实现在CMOS技术中，因为：

(i)MOS器件的低跨导要求大的电压降跨过负载电阻，以提供足够的环路增益；

(ii)源极跟随器消耗大量的电压余量(headroom)并衰减信号；以及

(iii)源极跟随器的有限带宽阻止分频器高速运转。

为了克服在CMOS技术中实现再生分频器所带来的这些困难，从而使再生分频器能够实现在集成电路装置内，Lee和Razavi提出采用LC谐振回路(LC tank)作为再生分频器的负载，用带通滤波器有效地取代低通滤波器。图4示出采用LC谐振回路作为负载的再生分频器例子的理想化模型。图5示出图4再生分频器的简单双平衡混频器实现方式的简化电路图。

由于其紧凑布局和高性能，示于图5的再生分频器的双平衡混频器结构被广泛用于现今的RFIC(射频集成电路)应用中。然而，对于所有的谐振分频器，功率效率和锁定范围(对于围绕LC谐振回路的自然谐振频率附近的频率范围，分频器按预期的方式运作)之间存在典型的折衷。图5所示的再生分频器的双平衡混频器的实施方式提供的锁定范围宽，但具有相对低的功率效率。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种再生分频器，包括同相混频器电路和相移混频器电路。相移混频器电路的至少一个切换装置的规模比同相混频器电路的对应切换装置的规模小。

以这种方式，可以减少相移混频器电路的功率耗散(静态和动态)，从而改善再生分频器的整体效率。值得注意的，当本发明被应用到再生分频器的双平衡混频器实施方式时，如在图5示出，再生分频器的功率效率可以在保持双平衡混频器实现方式的宽锁定范围的同时得以改善。

在一些可选实施例中，形成一部分所述相移混频器电路的所述再生分频器的输入切换级中至少一个切换装置的规模比形成一部分同相混频器电路的所述输入切换级中各对应的切换装置的规模小。在一些替换实施例中，所述相移混频器电路内所有切换装置的规模比所述同相混频器电路内各对应的切换装置的规模小。

在一些可选实施例中，再生分频器可包括同相/相移切换装置尺寸比为4:1。

在一些可选实施例中，再生分频器是除以二分频器。

在一些可选实施例中，再生分频器可包括电感电容谐振回路负载。

在一些可选实施例中，每个所述同相混频器电路和所述相移混频器电路是注入锁定分频器电路，以及所述同相混频器电路和所述相移混频器电路的所述注入锁定分频器电路共享共同的LC谐振回路负载。

在一些可选实施例中，再生分频器可包括：

-混频器切换级，包括形成一部分所述同相混频器电路的同相切换元件以及形成一部分所述移相混频器电路的相移切换元件；

-第一输入切换级，包括形成一部分所述同相混频器电路的至少一个切换装置以及形成一部分所述相移混频器电路的至少一个切换装置；以及

-至少一个另外的输入切换级，包括形成一部分所述同相混频器电路的至少一个切换装置以及形成一部分所述相移混频器电路的至少一个切换装置。

在一些可选实施例中，再生分频器被设置为：

-当所述第一输入切换级被启用时，对由所述第一输入切换级接收到的第一输入信号执行分频，以及

-当所述至少一个另外的输入切换级被启用时，对所述至少一个另外的输入切换级接收的至少一个另外的输入信号执行分频。

在一些可选实施例中，再生分频器被设置为：

-当所述第一输入切换级被启用时，对所述第一输入切换级接收到的第一输入信号执行分频，以及

-当所述至少一个另外的输入切换级被启用时，作为缓冲器用于由所述至少一个另外的输入切换级接收的至少一个另外的输入信号。

根据本发明第一方面，提供一种集成电路装置，包括根据本发明第一方面的再生分频器。

【附图说明】

本发明的进一步细节、方面和实施方式将仅通过举例的方式参考附图来进行说明。在附图中，相同的参考数字用于标识相同或功能相似的元件。图中的元件显示用于简单和清楚并不一定按比例绘制。

图1为发表于期刊：Proceedings of The Institute of Radio Engineers,vol.27,no.7,pp.446-457,1939的出版物“Fractional-Frequency Generators Utilizing Regenerative Modulation”的由Ronald Lindsay Miller提出的再生分频器设计。

图2为再生分频器例子的理想化模型，其中低通滤波器是通过RC滤波器的方式来实现，且延迟ΔT＝π/ωin被插入环路以允许正确分频。

图3为图2的再生分频器的双极实现方式的简化电路图。

图4为采用LC谐振回路作为负载的再生分频器例子的理想化模型。

图5为图4再生分频器的简单双平衡混频器实现方式的简化电路图。

图6-8为再生分频器的范例的简化电路图。

图9为再生分频器的替代实施例的简化电路图。

图10为再生分频器的另一替代实施例的简化电路图。

【具体实施方式】

根据本发明的实施例，提供了一种包括同相混频器电路和相移混频器电路的再生分频器。相移混频器电路中的至少一个切换装置包含的规模(scale)比同相混频器电路的相应切换装置的规模小。以这种方式，可以减少相移混频器电路的功率耗散(静态和动态)，从而改善再生分频器的整体效率。

值得注意地，如下文更详细的概述，使用这样的非对称再生分频器使得能够实现更有效的再生分频器用于目标锁定范围，和/或在给定分频器功率预算内实现更宽的锁定范围。

现在参考图6，示出再生分频器600的范例的简化电路图，所示范例实现于集成电路装置605内。再生分频器600包括由输入切换级610和混频器切换级640组成的双(同相/相移)混频器结构，具有通常表示在660的LC谐振回路，作为再生分频器600的负载。

输入切换级610被设置为根据输入电压信号(V_{in1_A},V_{in1_B})622,624来调节(modulate)输入电流信号(I_{in1_A},I_{in1_B})632,634，并包括第一(同相)切换装置612和第二(相移)切换装置614。输入切换级610的第一和第二切换装置612,614的源极端子被耦接于接地层602。在图示范例中，切换装置612,614是由场效应晶体管(field effect transistor，FET)器件的方式实现的。

输入切换级610的第一FET器件装置612的栅极端子被设置为(通过去耦电容613)接收输入电压信号的同相分量(V_{in_A})622。直流偏置电压信号625被直接应用于输入切换级610的第一FET器件装置612的栅极。通过结合直流偏置电压信号625和在输入切换级610的第一FET器件装置612栅极所接收的输入电压信号的同相分量(I_{in_A})622，输入电流信号的同相分量(I_{in_A})632在输入切换级610的第一FET器件装置612漏极被调节。

输入切换级610的第二FET器件装置614的栅极端子被设置为(通过去耦电容615)接收输入电压信号的相移分量(V_{in_B})624。例如，输入电压信号的相移分量(V_{in_B})624可包括输入电压信号的同相分量(V_{in_A})622的反相(即，由180°相移)。直流偏置电压信号625也被直接应用于输入切换级610的第二FET器件装置614的栅极。通过结合直流偏置电压信号625和在输入切换级610的第二FET器件装置614栅极所接收的输入电压信号的相移分量(V_{in_A})624，输入电流信号的相移分量(I_{in_B})634在输入切换级610的第二FET器件装置614的漏极被调节。

因此，输入切换级610被设置为根据具有频率ω_in的输入电压信号622,624来调节输入电流632,634。

混频器切换级640被设置为交替极性，输入电流分量632,634利用该极性被耦合到具有由接收振荡信号所定义频率的LC谐振回路660。在图6示出的再生分频器600的例子中，振荡信号包括再生分频器600的输出信号(V_{out_A},V_{out_B})652,654，其被反馈回混频器切换级640。

混频器切换级640包括由第一和第二切换装置642,644组成的第一(同相)切换元件740(图7)，其在图示范例中是由FET器件的方式实现。混频器切换级640的同相切换元件740的第一和第二FET器件642,644的漏极端子分别被耦接于第一和第二LC谐振回路节点662,664。LC谐振回路节点662,664的电压电平分别提供再生分频器600输出信号的同相和相移(例如，反相)分量(V_{out_A},V_{out_B})652,654。混频器切换级640的同相切换元件740的第一和第二FET器件642,644的源极端子被耦接于输入切换级610的同相FET器件612的漏极。以这种方式，输入电流信号的同相分量(I_{in_A})632经由混频器切换级640的同相切换元件740的第一和第二FET器件642,644耦合于LC谐振回路负载660。混频器切换级640的同相切换元件740的第一和第二FET器件642,644的栅极端子被设置为分别接收振荡信号的同相和相移分量，其如上所述包括再生分频器600的输出信号的同相和相移分量(V_{out_A},V_{out_B})652,654。以这种方式，混频器切换级640的同相切换元件740的第一和第二FET器件642,644被设置为交替到输入电流信号的同相分量(I_{in_A})632所耦合的第一和第二LC谐振回路的节点662,664，取决于再生分频器600的输出信号的相位。

混频器切换级640还包括由第一和第二FET器件646,648组成的第二(相移)切换元件840(图8)。混频器切换级640的相移切换元件840的第一和第二FET器件646,648的漏极端子分别耦接于第一和第二LC谐振回路节点664,662。混频器切换级640的相移切换元件840的第一和第二FET器件646,648的源极端子被耦接于输入切换级610的相移FET器件614的漏极。以这种方式，输入电流信号的相移分量(I_{in_B})634经由混频器切换级640的相移切换元件840的第一和第二FET器件646,648被耦合到LC谐振回路负载660。混频器切换级640的相移切换元件840的第一和第二FET器件646,648的栅极端子被设置为分别接收振荡信号的同相和相移分量，其如上所述包括再生分频器600的输出信号的同相和相移分量(V_{out_A},V_{out_B})652,654。以这种方式，混频器切换级640的相移切换元件840的第一和第二FET器件646,648被设置为交替到输入电流信号的相移分量(I_{in_B})634所耦合的第一和第二LC谐振回路的节点662,664，取决于再生分频器600的输出信号的相位。

特别地，混频器切换级640被设置为将输入电流的同相和相移分量(I_{in_A})632,(I_{in_B})634耦合于LC谐振回路节点662,664，并交替极性，且输入电流的同相和相移分量(I_{in_A})632和(I_{in_B})634利用该极性在再生分频器600的输出信号652,654的频率ω_out处耦合到LC谐振回路节点662,664。

通过交替在输出信号652,654的频率ω_out处输入电流632,634耦合到LC谐振回路节点662,664的极性，混频器切换级640在再生分频器600的输出产生输出电流(包括同相和相移分量(I_{out_A})666,(I_{in_B})668)，等于输入电流632,634乘以输出信号频率ω_out。以这种方式将输入和输出信号相乘在再生分频器600的输出端652,654产生ω_in/2和3ω_in/2的频率和及频率差。

通常，在包括双平衡混频器结构的再生分频器中，同相和相移信号路径是匹配的，使得它们包括相同尺寸的晶体管(即，相等的栅极宽度和沟道长度)。再生分频器在运行于LC谐振回路负载的谐振频率时工作最高效。本发明人已经确定了当操作于围绕LC谐振回路负载660的谐振频率附近时，图7中700所示的再生分频器600的同相混频器电路提供了大部分的驱动(drive)到LC谐振回路负载660。当再生分频器600不是在LC谐振回路负载660的谐振频率下操作时，图8中800所示的再生分频器660的相移混频器电路提供了驱动来补偿。因此，相移混频器电路800提供了锁定范围用于再生分频器660。

如图7和8所示，在所示范例中再生分频器600的同相和相移混频器电路700,800包括注入锁定分频器电路(injection-locked frequency divider，ILFD)。

因此，本发明人已经认识到，当再生分频器600被设置为接收使得输出信号频率ω_out等于LC谐振回路负载660谐振频率ω_res(即ω_in/2＝ω_res)的输入信号622,624时，因为大部分到LC谐振回路负载660的驱动是由再生分频器660的同相混频器电路700提供的，因此由相移混频器电路800提供的驱动电流将不如由同相混频器电路700提供的驱动电流大。因此，相移混频器电路800的晶体管器件可以以再生分频器600可实现锁定范围的相对小的减少量来被按比例缩小(scaled down)(相对于同相混频器电路700)。有利地是，通过按比例缩小相移混频器电路800的晶体管器件，可减少再生分频器600的总功率消耗，因此可以提高该电路的效率。

因此，按照本发明的实施例，建议提供一种具有相移混频器电路800的再生分频器600，该相移混频器电路800具有输入切换级元件810，其包括比同相混频器电路700的输入切换级元件710的对应切换装置612规模更小(例如具有更小的栅极宽度和/或沟道长度)的切换(例如FET)装置614。以这种方式，可减小用于相移混频器电路800的输入切换级元件810的功率耗散(静态和动态)，从而改善再生分频器600的整体效率。

进一步设想，混频器切换级640的相移切换元件840形成再生分频器600的相移混频器电路800的一部分，也可以包括比混频器切换级640的同相切换元件740(形成同相混频器电路700的一部分)的相应切换装置642,644规模更小的切换装置646,648。在这种方式，也可以减少用于混频器切换级640的相移切换元件840的功率耗散(静态和动态)，从而进一步提高再生分频器600的整体效率。

下表1包括用于本发明第一示范性实施例的基准性能数据(benchmarked performance data)，由此根据本发明具有同相/相移FET尺寸比为4:1的非对称再生分频器(即同相混频器电路700内的FET器件大约是相移混频器电路内的FET器件大小的四倍)与常规的注入锁定分频器(ILFD)相比较，具有0.8V峰-峰值输入电压信号和14％的目标锁定范围。

表1

值得注意的是，为了确保两个分频器结构之间可比较的结果，两个分频器结构被配置有相同的输入电容，并且每一分频器结构以这样一种方式被偏置，以在谐振回路实现基本相同的输出幅度以及实现可比较的锁定范围。

如上述表1所示，常规的注入锁定分频器的电流消耗比用于本发明的非对称再生分频器大25.3％。

下表2包括用于本发明第二示范性实施例的基准性能数据，由此根据本发明具有同相/相移FET尺寸比为4:1的非对称再生分频器再次与常规的注入锁定分频器(ILFD)相比较，具有0.8V峰-峰值输入电压信号和18％的目标锁定范围。

表2

再次，为了确保两个分频器结构之间可比较的结果，两个分频器结构被配置有相同的输入电容，并且每一分频器结构以这样一种方式被偏置，以在谐振回路实现基本相同的输出幅度以及实现可比较的锁定范围。

如上述表2所示，注入锁定分频器的电流消耗比用于本发明的非对称再生分频器大33.4％。

下表3包括用于本发明第二示范性实施例的基准性能数据，由此根据本发明具有同相/相移FET尺寸比为4:1的非对称再生分频器再次与常规的注入锁定分频器(ILFD)及常规的再生分频器相比较，具有1V峰-峰值输入电压信号和14％的目标锁定范围。

表3

如上述表3所示，常规的注入锁定分频器的电流消耗比用于本发明的非对称再生分频器大25.7％，而用于常规的再生分频器的电流消耗比用于本发明的非对称再生分频器大53％。

值得注意的是，如表1～3所示，使用这样的非对称再生分频器使得能够实现更有效的再生分频器用于目标锁定范围。

现在参考图9，示出再生分频器900的替代实施例的简化电路图。为了清楚和易于理解，相同的引用标号被用来指示图9中所示的再生分频器900的组件和元件，其对应于图6至8中所示的再生分频器600内相同的组件和元件。图9的再生分频器900包括第一输入切换级610和混频器切换级640，与通常在660表示的LC谐振回路，作为再生分频器900的负载。

第一输入切换级610被设置为根据来自于第一源(未示出)具有频率ω_in的输入电压信号(V_{in1_A},V_{in1_B})622,624来调节输入电流信号(I_{in_A},I_{in_B})632,634，并包括第一FET器件切换装置612和第二FET器件切换装置614。

混频器切换级640被设置为将LC谐振回路节点662,664耦合于输入电流的同相和相移分量(I_{in_A})632,(I_{in_B})634以及交替LC谐振回路节点662,664在再生分频器600的输出信号652,654频率ω_out被耦合于输入电流同相和相移分量(I_{in_A})632和(I_{in_B})634的极性。在这种方式下，混频器切换级640产生输出电流(包括同相和相移分量(I_{out_A})666,(I_{out_B})668)，等于输入电流632,634乘以输出信号频率ω_out。以这种方式将输入和输出信号相乘在再生分频器600的输出端652,654产生ω_in/2和3ω_in/2的频率和及频率差。

在一些应用中，再生分频器900可能需要为来自多个源的输入信号执行分频；在任何时间对于一个这样的输入信号有选择地执行这样的分频。多路复用(multiplex)高频信号来选择从哪个源接收输入信号很难从效率的角度来实现。

为了克服这个问题，在图9中示出的再生分频器900包括第二输入切换级910。第二输入切换级910被设置为将来自于第二源(未示出)的输入电压信号(V_{in2_A},V_{in2_B})922,924转换为输入电流信号(I_{in_A},I_{in_B})632,634，并且包括第一FET器件切换装置912和第二FET器件切换装置914。

每个输入切换级610,910可通过分别配置适当的偏置电压(分别通过偏置电压信号625和偏置电压信号925的方式)而被启用(enable)。相反地，每个输入切换级610,910可以通过各偏置电压信号625,925接地而被禁用(disable)，或以其他方式来配置禁用各个FET器件612,614,912,914的偏置电压。以这种方式，再生分频器900可以被选择性地配置成(通过偏置电压信号625,925的适当组态)为来自于多个源其中之一的输入信号执行分频。显著地，这种拓扑使得以非常有效低成本的方式来执行输入高频电压信号(V_{in1_A},V_{in1_B},V_{in2_A},V_{in2_B})622,624,922,924的多路复用。从而，图9的再生分频器900被设置为当第一输入切换级610被启用时，对第一输入切换级610所接收的第一输入电压信号(V_{in1_A},V_{in1_B})622,624执行分频(除以二)，以及当第二输入切换级910被启用时，对第二输入切换级910所接收的第二输入电压信号(V_{in2_A},V_{in2_B})922,924执行分频(除以二)。

在再生分频器900的这个范例中，再生分频器900包括由输入切换级610,910的FET器件612,912组成的同相混频器电路和由FET器件642,644组成的混频器切换级640的同相切换元件(图7的740)。再生分频器900还包括由输入切换级610,910的FET器件614,914组成的相移混频器电路和由FET器件646,648组成的混频器切换级640的相移切换元件(图8的840)。

在一些例子中，可以设想，再生分频器900的相移混频器电路内每个输入切换级610,910的FET器件614,914的规模比再生分频器900的同相混频器电路内输入切换级610,910的FET器件612,912更小。

应该理解的是，再生分频器900可以包括任何数量的所需输入切换级，例如取决于源的数量，需要再生分频器900从所述源选择性接收输入信号用于分频。

现在参考图10，示出再生分频器1000的另一替代实施例的简化电路图。为了清楚和易于理解，相同的引用标号被用来指示图10中所示的再生分频器1000的组件和元件，其对应于图6至9中所述的再生分频器600,900内相同的组件和元件。图10的再生分频器1000包括第一输入切换级610和混频器切换级640，具有通常在660表示的LC谐振回路，作为再生分频器1000的负载。

第一输入切换级610被设置为将来自于第一源(未示出)的输入电压信号(V_{in1_A},V_{in1_B})622,624转换为输入电流信号(I_{in_A},I_{in_B})632,634，并且包括第一FET器件612和第二FET器件614。

混频器切换级640被设置为将LC谐振回路节点662,664耦合于输入电流的同相和相移分量(I_{in_A})632,(I_{in_B})634，以及交替LC谐振回路节点662,664在再生分频器600的输出信号652,654频率ω_out处被耦合于输入电流同相和相移分量(I_{in_A})632和(I_{in_B})634的极性。在这种方式下，混频器切换级640产生输出电流(包括同相和相移分量(I_{out_A})666,(I_{out_B})668)，等于输入电流632,634乘以输出信号频率ω_out。以这种方式将输入和输出信号相乘在再生分频器600的输出端652,654产生ω_in/2和3ω_in/2的频率和及频率差。

图10所示的再生分频器1000还包括第二输入切换级1010。第二输入切换级1010被设置为根据来自于第二源(未示出)具有频率ω_in的输入电压信号(V_{in2_A},V_{in2_B})922,924来调节输入电流信号(I_{in2_A},I_{in2_B})1032,1034，并且包括第一FET器件912和第二FET器件914。然而，不同于第一输入切换级610，第二输入切换级610的FET器件912,914的漏极未被耦接到混频器切换级640中的FET器件的源极，而是耦接于混频器切换级640之上，在混频器切换级640和LC谐振回路负载660之间。以这种方式，当输入切换级1010被启用(并且第一级610是禁用的)，输入电流信号(I_{in2_A},I_{in2_B})1032,1034被直接提供给LC谐振回路负载660，旁路掉混频器切换级640。通过以这种方式旁路混频器切换级640，图10的输入切换级1010被设置为使图10的电路1000作为“缓冲器”，具有等于输入信号频率ω_in的输出信号频率ω_out。从而，图10的再生分频器图1000被设置为当第一输入切换级610被启用时，对第一输入切换级610接收的第一输入电压信号(V_{in1_A},V_{in1_B})622,624执行分频(除以二)，以及当第二输入切换级1010被启用时，作为缓冲器用于第二输入切换级1010接收的第二输入电压信号(V_{in2_A},V_{in2_B})922,924。

在图9和图10所示的范例中，第一共源共栅级(cascode stage)930已被提供在混频器切换级640和第一输入切换级610之间，以及提供在图9所示范例中混频器切换级640和第二输入切换级910之间。这种共源共栅级930为输入切换级(一个或多个)610(和图9中的910)提供隔离，由此防止污染输入信号622,624(以及图9中的922,924)，否则可能会影响使用或依赖该输入信号622,624(922,924)的其它部件(未示出)。应当理解，这样的共源共栅级930同样可以被提供在图6所示范例的混频器切换级640和输入切换级610之间。

在图9和图10中所示的范例中，第二共源共栅级940也被提供于LC振荡回路负载660和混频器切换级640之间。这样的共源共栅级940将混频器切换级640的低输出阻抗与LC谐振回路负载660隔离，当呈现为高阻抗时其更高效地工作(即由于为LC谐振回路负载660实现了更好的品质因数，因而消耗更少的功率)。

这样的共源共栅级940还为混频器切换级640中的FET器件642,644,646,648提供隔离，与LC谐振回路负载660产生的高电压摆动隔离。可以理解的是，这样的共源共栅级940同样可以被提供在图6所示范例的混频器切换级640和输入切换级610之间。

在前述的说明书中，本发明已经参照本发明实施方案的具体实施例进行了说明。然而，很明显的是，可以做出各种修改和变化而不脱离如所附的权利要求书所述的本发明范围，并且权利要求书不限于上述具体实施例。

此外，因为本领域技术人员可在大多数情况下使用其已知的电子元件实现本发明所示实施方式，为了理解本发明的基本概念以及不对本发明的教示内容产生混淆，在细节上没有必要对本发明所示实施方式做更大程度的解释。

本文所讨论的连接可以是适用于例如经由中间设备从各个节点、单元或设备或向各个节点、单元或设备传输信号的任何类型的连接。因此，除非暗示或说明，否则连接可以例如是直接连接或间接连接。连接可参考是单一连接、多个连接、单向连接、或双向连接来说明或描述。然而，不同实施例可以改变连接的实施方式。例如，可以使用独立的单向连接，而不是双向连接，反之亦然。此外，多个连接可用串行传送多个信号或以时分复用方式传送多个信号的单个连接来代替。同样地，携带多个信号的单一连接可以分离成携带这些信号子集的各种不同的连接。因此，存在许多选项用于信号传输。

虽然在实施例中已经描述特定的导电类型或电位极性，可以理解的是，导电类型和电位极性可以颠倒。

实现相同功能的组件的任何布置被有效地“关联”，使得实现期望的功能。因此，这里被组合以实现特定功能的任何两个组件可以被看作是彼此“关联”的，使得实现期望的功能，而不考虑架构或中间组件。同样地，如此关联的任何两个组件还可以被视为彼此“可操作地连接”或“可操作地耦合”，以实现所需的功能。

然而，其他修改、变型和替换也是可能的。相应地，说明书和附图也可以视为是说明性的而不是限制性的意义。

在权利要求书中，置于括号之间的任何附图标记不应被解释为限制该权利要求书。所述词语“包括”不排除那些在权利要求中列出其他元件或步骤的存在。此外，术语“一”或“一个”，如本文所用，被定义为一个或多于一个。此外，使用的引导性短语如“至少一个”和权利要求中“一个或多个”不应当被解释为暗示由不定冠词“一”或“一个”引入的另一权利要求要素限制含有这样引入的权利要求元素的任何特定权利要求只包含一个这样的元素，即使当相同的权利要求包括引导性短语“一个或多个”或“至少一个”和不定冠词例如“一”或“一个”。这同样适用于定冠词的使用。除非另外说明，术语如“第一”和“第二”被用于对所描述的元素之间进行任意区分。因此，这些术语不一定意图表示这些要素的时间或其他优先顺序。某些措施记载在相互不同的权利要求中的事实不表示这些措施的组合不能被有利地使用。