一种基于相位调整的功率合成太赫兹稳幅方法与流程

本发明属于信号处理领域，涉及一种信号幅度的调整方法，特别适用于对太赫兹稳幅特性有要求的太赫兹源。

背景技术：

太赫兹技术是当前学术研究的热点，能够被应用于物体成像、环境监测、医疗诊断、射电天文、安全检查、反恐探测、卫星通信和雷达探测等与国民经济和社会发展密切相关的领域，其中太赫兹源是不可或缺的部件之一。尽管实际应用中对太赫兹源的输出功率有严格要求，然而太赫兹源输出功率的实际值目前仍然无法准确获知，即便是国外购进的功率计，其测量准确度长时间使用后也无法保证，而国内对此类高频设备的计量手段欠缺。为此需要对太赫兹的输出功率进行溯源，以便获得功率计量的手段。

在溯源过程中，需要一台幅度能够长时间保持稳定的太赫兹信号源。现阶段，获得太赫兹稳幅信号非常困难，其一是由于太赫兹信号的产生无论光学手段还是电学手段均利用非线性过程产生，控制其偏置参数不能保证信号产生处于较好的稳定态，且控制函数的单调性不强；其二是采用衰减器进行动态调节，但现阶段大部分太赫兹衰减器为手动调整，已报道的少量电调衰减器的响应速度均在亚秒量级，无法满足快速幅度调整的需求。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种基于相位调整的功率合成太赫兹稳幅方法，通过控制功率合成过程的相位失配度来达到输出功率幅度快速平衡的目的，具有响应快，易于实现，可靠性高的特点。

本发明的技术解决方案是：一种基于相位调整的功率合成太赫兹稳幅方法，包括如下步骤：

(1)利用信号源产生基频信号，并对所述基频信号进行功率分配，形成两路基频分支信号；

(2)将两路基频分支信号馈入锁相环中，每一路基频分支信号单独对应一个锁相环；利用倍频信号与基频信号间相位线性传递的特性，通过其中一路基频分支信号对应的锁相环调整该路基频分支信号的相位延迟，使得两路基频分支信号的相位差为90°/N，其中N为倍频次数，N为正整数；

(3)对经过步骤(2)处理的两路基频分支信号分别进行N倍频，并对各自倍频后的两路基频分支信号进行合成，得到功率合成后的太赫兹信号；

(4)利用定向耦合器获取能够驱动检波器的最小功率的太赫兹信号作为反馈检测信号，对所述反馈检测信号进行包络检波，提取出幅度包络特征作为太赫兹信号输出功率电平特征信号；

(5)利用步骤(4)得到的电平特征信号幅度量P_out作为参量，采用公式计算，得到对锁相环的修正参数Δφ，并写入步骤(2)中进行相位延迟操作的锁相环进行相位反馈调整，保持功率合成后的太赫兹信号的动态平衡，均值功率为一定值，A₁和A₂分别为两路基频分支信号的幅度。

优选的，所述步骤(1)中对基频信号进行功率分配的方式为等幅分配。

优选的，所述反馈检测信号功率为功率合成后的太赫兹信号功率的1‰。

本发明与现有技术相比的优点在于：

1、现有技术无法实现太赫兹信号输出功率的动态稳幅，因此输出信号往往会随环境温度变化、直流偏置信号的抖动以及太赫兹倍频器件本身的噪声而随机抖动，甚至成大幅度曲线的非回归变化；而本发明采用动态相位补偿式调节的方式，实现了功率维度的调整，使得太赫兹输出信号能够实时保持恒幅度输出；

2、传统方法采用直接检波后作为输入，将倍频器的附加噪声叠加在反馈的信号中，使得相位调整电路无法正常工作。而本发明采用包络检波的方式，极大地提升了反馈信号对输出功率漂移反映的真实度，可靠性大大提高；

3、目前尚缺乏对太赫兹信号的快速调整功能；而本发明采用了中频移相的方法，可以实现对太赫兹信号相位的快速调整。

附图说明

图1为本发明方法的原理图；

图2为本发明中两路信号合成效率与相位夹角之间关系的曲线图；

图3为本发明中未经过相位适配度补偿的输出信号电平曲线(黑色线条)和经过相位适配度调整补偿的输出信号电平曲线(沿横轴的亮色窄带)。

具体实施方式

本发明从技术层面可分为两部分：稳幅功率输出的相位调整和采用包络检波反馈网络。其中前者主要阐述了通过快速相位控制实现信号输出电平的动态稳定过程和理论依据；后者阐述了信号的反馈不是一般的反馈方式，得进行信号的包络特征提取，用于消除相位噪声带来的干扰。

(一)稳幅功率输出的相位调整理论分析

基于相位调整的功率合成太赫兹稳幅方法，其实现过程主要为以下两个关键过程：通过调整两路信号相位差为90°(其它非0相位差的状态也可以，但是90°相位差的情况最佳，其调整范围大)，使得合成效率为50％；通过定向耦合装置采集能满足最小探测要求的小部分功率电平，积分后反馈给相位调整电路作为参考信号，具体实现方案如图1所示。

采用相位失配度调整合路功率输出的理论及仿真结果如下：

设两路信号分别为S₁＝A₁[cos(ωt)+jsin(ωt)]，S₂＝A₂[cos(ωt)+jsin(ωt)]，其中，S₁和S₂为假设的两路信号，A₁和A₂分别为假设的两路信号的幅度，ω为信号的角频率。若两路信号的相位夹角为φ，则该两路信号的合成功率表达式为：

P_sum＝|S₁+S₂|²＝A₁²+A₂²+2A₁A₂cosφ (1)

而当两路信号的相位差为0时具有最大合成功率：

P_{max_sum}＝|S₁+S₂|²＝A₁²+A₂²+2A₁A₂ (2)

另，总有一个实数a可以使得A₁＝aA₂(a∈R)成立，则合成效率可以表示为：

$\mathrm{\η}=\frac{P_{sum}}{P_{\max \_sum}}=\frac{a^2+2acos\mathrm{\φ}+1}{{(a+1)}^2}---\left(3\right)$

通过调节两路信号的幅度近似相等，使得a≈1，则(3)式可化简为(4)式，

$\mathrm{\η}=\frac{P_{sum}}{P_{\max \_sum}}=\frac{a^2+2acos\mathrm{\φ}+1}{{(a+1)}^2}\≈\frac{1+cos\mathrm{\φ}}{2}---\left(4\right)$

其中η为功率合成效率，φ为两路信号间的相位夹角，两者的曲线关系如图2所示，其中横坐标为两路信号的相位夹角φ，纵坐标为合成效率η。本发明中，设置两路信号的初始相位差为90°，且调整过程为微调，因此两路信号的相位差可以一直围绕90°上下微动，则(4)式可近似为：

$\mathrm{\η}\≈\frac{1+cos\mathrm{\φ}}{2}\≈\frac{1-\mathrm{\Δ}\mathrm{\φ}}{2}---\left(5\right)$

其中Δφ为两路信号的相位差调整变化量，本方程的近似也可从图2中得出，在两路信号夹角φ在90°附近时，合成效率曲线近似为直线。

本发明中以合路信号作为输出信号，因此输出信号的功率电平为P_out＝ηP_{max_sum}＝η(A₁+A₂)²，由(5)式可得：

$P_{out}={\mathrm{\ηP}}_{\max \_sum}=\mathrm{\η}{(A_1+A_2)}^2=\frac{1-\mathrm{\Δ}\mathrm{\φ}}{2}{(A_1+A_2)}^2---\left(6\right)$

由(6)式可知，由两路信号中幅度变化引起的输出功率变化，可由两路信号的相位适配度调整来进行弥补，最终使得输出功率为恒定。

图3为在设计的两路信号的其中一路信号上叠加幅度白噪声，经过matlab计算得到合成后的信号对无噪声添加的合成后信号归一化的数据(图3黑色密集实线)。经过对输出信号的幅度采集，采用(6)式计算对相位进行补偿动态调整后，输出信号按无噪声添加的合成后信号归一化后数据如图3沿横轴的白色窄带所示。此处设置反馈环路响应速率为幅度闪烁速率的90％的计算，可见其调整精度可提升30dB。

(二)采用包络检波反馈网络的理论分析

采用包络检波反馈网络的理论分析如下：

倍频产生的太赫兹信号，其相噪恶化遵从20lgN，其中N为倍频次数。通过微波倍频到太赫兹的技术手段，产生的频率越高，N越大，进而相噪恶化越严重，这是低频信号倍频产生太赫兹信号的固有问题。而相噪在时域中体现在相位抖动上，在合路功率输出上表现为输出电平跃动(jitter)，由于随机相位抖动幅度的数学期望为0，因此对其衡量指标一般按照均方根值计算，如(7)式：

$j_{RMS}=\sqrt{2\×{10}^{P_{PN}/10}}\left(rad\right)---\left(7\right)$

其中P_PN为相噪功率谱单边带积分值，单位dB。本发明实施例中测试用源的相噪指标为-51.3dBc@1KHz，折算jitter均方根值为0.086(4.9°)，此时合成功率输出跃动最大值与最小值之差为8.6％，因此为了使得相位适配度调整过程能够有效地对功率输出的慢漂移进行校正，有必要对jitter造成的功率闪烁进行处理，本发明中提出采用包络检波的方法，过滤jitter对反馈信号的扰动。

值得一提的是，由于jitter的数学期望为0，因此长时间的积累中不影响信号的输出功率电平指标，且jitter的快速变化，使得实际探测中无法感知，因此本发明方法并未对jitter造成的功率电平闪烁进行反馈，不但不影响稳幅信号的输出，反而使得幅度调整过程更有针对性。

据此，本发明方法的主要步骤如下：

(1)连接基频信号与功率分配器

如图1所示，将基频信号与功率分配器相连接，实现基频信号的功率分配(分配比例不限，最佳分配方式为等幅分配)，形成多路基频分支信号。设此处形成R路分支信号，则可认为R-1路信号按照最高合成效率的功率合成方式进行合成，并不对其根据反馈进行相位控制，而是仅对剩余的一路进行相位控制，因此此处的R路分支信号仍然可以视同为两路信号处理。

(2)将功率分配器输出的各支路信号馈入锁相环

如图1所示，将功率分配器的输出信号直接与对应的锁相环相连接，仅对其中一个支路进行相位动态调控。

两路倍频输出后的信号最佳相位差为90°，因此当倍频次数为N时，被调整的支路相位预设成与另一路的相位差为90°/N。本例中倍频次数为15，因此被控支路的相位差预置为6°。

(3)锁相环的输出信号馈入倍频器

将锁相环的输出信号馈入倍频器。本发明实施例中，倍频器为15倍频，也即N为15，因此输出的太赫兹信号的相位差变为6°×15＝90°。

(4)将倍频器输出的太赫兹信号功率合成

将倍频器输出的太赫兹信号接入功率合成器，使之完成功率合成。

(5)取反馈信号

将功率合成器的输出信号通过定向耦合器取能够驱动检波器的最小功率(此处跟反馈链路接收传感器灵敏度有关，刚好驱动传感器的功率即可，过高的功率反馈输出效率必然下降，过低的输入传感器不在线性区校正工作比较繁琐)，用于反馈。本发明实施例中取信号的1‰。剩余的绝大部分信号用于输出。

(6)对反馈信号进行包络检波

对定向耦合器取出的反馈信号进行包络检波，并通过低通滤波器过滤高频特征，从而提取幅度包络特征，作为太赫兹信号输出功率电平特征信号。

(7)反馈驱动锁相环完成相位实时校正

将步骤(6)产生的电平特征信号幅度量作为参量，通过(6)式计算得到对锁相环的修正参数Δφ，并写入锁相环进行相位调整，完成太赫兹稳幅的动态过程。

本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。