应用于血氧检测的高线性动态范围光电传感器的制作方法

本发明属于集成电路设计领域，具体的说是一种应用于血氧检测的高线性动态范围光电传感器。

背景技术：

具有高线性动态范围的光电传感器是现代传感系统的重要组成部件。例如，应用于血氧仪的光电传感器，必须对波长660nm和940nm的光有高的动态线性响应。对于高精度的血氧浓度检测仪需要超过100dB光电转换线性动态范围。节省成本的角度，厂家们偏向用单个光电二极管实现光传感器。然而当高动态范围扩展到低光照条件下时却很难实现，因为单个光电二极管中暗电流难以控制，影响线性。现有的常规技术是用两个光电二极管，来实现一个高线性范围的光强频率转换器。一个光电二极管接收光照，另一个光电二极管则用顶层金属遮蔽仅仅产生暗电流，通过电流镜，将暗电流从感光的光电二极管产生电流中减去，光电传感器的线性范围可以扩展到低光强区。然而光电传感器在低光照强度下的性能仍然受到光电二极管匹配度和电流镜性能的制约，尤其是当光电二极管上的反偏电压在几百毫伏以上时，光电二极管暗电流在高温下将大幅升高。因此，许多业界产品在低光照高温条件下工作时表现不佳。多使用一个光电二极管也会显著增加芯片面积和成本，因为光电二极管的面积往往数倍于其他模块，还会引入更多热噪声。高动态范围也可以采用多采样技术实现，但是会牺牲线性度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种应用于血氧检测的高线性动态范围光电传感器，

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的，一种应用于血氧检测的高线性动态范围光电传感器，包括差分运算放大器A₁、差分运算放大器A_au、光电二极管阵列PD、电流镜和脉冲频率调制器PFM；所述电流镜包括NMOS管M1、NMOS管M2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M1的漏极与NMOS管M2的漏极接电源VDD，NMOS管M1的栅极与NMOS管M2的栅极连接，NMOS管M1的源极分别与NMOS管M1的栅极、NMOS管M4的漏极、差分运算放大器A_au的正向输入端连接，所述NMOS管M2的源极分别与NMOS管M3的漏极、差分运算放大器A_au的反向输入端连接，差分运算放大器A_au的输出端与NMOS管M3的栅极连接，NMOS管的源极与脉冲频率调制器PFM连接，NMOS管M4的栅极与差分运算放大器A₁的输出端连接，差分运算放大器A₁的正向输入端接地，差分运算放大器A₁的反向输入端与NMOS管M4的源极连接，NMOS管M4的源极经光电二极管阵列PD接地；所述差分运算放大器A₁的输出端经负载电容C_C接地。

进一步，所述差分运算放大器A_au包括第一级差分放大电路、第二级共源放大电路、米勒补偿电容C_m和NMOS管M_r，所述第一级差分放大电路包括NMOS管M5～NMOS管M11，所述第二极共源放大电路包括NMOS管M_tip和NMOS管M_tin，NMOS管M5的漏极与NMOS管M6的漏极分别与电源VDD连接，NMOS管M5的栅极与NMOS管M6的栅极连接，NMOS管M5的源极分别与NMOS管M6的栅极、NMOS管M7的漏极连接，NMOS管M6的源极分别与NMOS管M11的栅极、NMOS管M8的漏极、NMOS管M_r的漏极连接，NMOS管M7的源极与NMOS管M8的源极连接后与NMOS管M9的漏极连接，NMOS管M9的源极接地，所述NMOS管M_r的源极经米勒补偿电容C_m分别与NMOS管M10的漏极、NMOS管M11的源极，NMOS管M9的栅极与NMOS管M10的栅极连接，所述NMOS管M_r的栅极与NMOS管M_tip的源极连接，NMOS管M_tip的栅极分别与NMOS管M_tin的漏极、栅极连接，NMOS管M_tip的源极接地，NMOS管M9的源极、NMOS管M10的源极分别接地，NMOS管M11的漏极与电源VDD连接，NMOS管M7的栅极与NMOS管M8的栅极接输入信号，NMOS管M_tip的漏极接电源VDD。

进一步，所述差分运算放大器A₁包括PMOS输入差分对结构和折叠式套筒结构，所述PMOS输入差分对结构包括PMOS管M_r1、PMOS管M_r2和PMOS管M_r11，所述折叠式套筒结构包括PMOS管M_r3、PMOS管M_r4、PMOS管M_r7、PMOS管M_r8、PMOS管M_r11、NMOS管M_r5、NMOS管M_r6、NMOS管M_r9和NMOS管M_r10，所述PMOS管M_r11的源极与电源VDD连接，PMOS管M_r11的漏极分别与PMOS管M_r1的源极、PMOS管M_r2的源极连接；所述PMOS管M_r7的源极、PMOS管M_r8的源极分别接电源VDD，所述PMOS管M_r7的漏极与PMOS管M_r3的源极连接，PMOS管M_r3的漏极与NMOS管M_r5的漏极连接，NMOS管M_r5的源极与NMOS管M_r9的漏极连接，NMOS管M_r9的源极接地，所述PMOS管M_r8的漏极与PMOS管M_r4的源极连接，PMOS管M_r4漏极与NMOS管M_r6的漏极连接，NMOS管M_r6的源极与NMOS管M_r10的漏极连接，NMOS管M_r10的源极接地，所述PMOS管M_r7的栅极与PMOS管M_r8的栅极连接，PMOS管M_r3的栅极与PMOS管M_r4的栅极连接，NMOS管M_r5的栅极与NMOS管M_r6的栅极连接，NMOS管M_r9的栅极与NMOS管M_r10的栅极连接，PMOS管M_r7的栅极与PMOS管M_r3的漏极连接，所述PMOS管M_r1的漏极与PMOS管M_r9的漏极连接，PMOS管M_r2的漏极与NMOS管M_r10的漏极连接，所述PMOS管M_r1的栅极接地，所述PMOS管M_r2的栅极与输入信号Vn连接，所述PMOS管M_r11的栅极与输入信号V_bp连接。

进一步，所述光传感器还包括差分运算放大器A₁的镜像放大器A_r1，所述镜像放大器A_r1的输出端与运差分运算放大器A_au的正向输入端连接，差分运算放大器A_au输出控制信号V_b1来调节运算放大器A₁的输入失调电压。

进一步，所述差分运算放大器A_au的输出端连接至镜像放大器A_r1，使运算放大器A₁的输出电压稳定在VDD/2。

进一步，所述脉冲频率调制器PFM包括充电电容C_i、NMOS管放电开关SW、固定延时电路、比较器A_au1和D触发器，所述D触发器采用2分频的接法，所述比较器A_au1的反向输入端分别与NMOS管M3的源极、充电电容Ci的一端、NMOS管放电开关SW的漏极连接，充电电容Ci的另一端、NMOS管放电开关SW的源极分别接地，比较器A_au1的的输出端与固定延时电路连接，NMOS管放电开关SW的栅极与固定延时电路的输出端连接，固定延时电路的输出端与D触发器连接。

由于采用以上技术方案，本发明具有以下优点：

1、本发明较传统光电传感器而言少使用了一个光电二极管，多用了一个放大器镜像控制电路控制放大器输入失调电压，而放大器镜像控制电路较光电二极管而言面积要小得多，大大节约了片上面积和生产成本。

2、本发明是从让光电二极管零偏，抑制暗电流的角度来提高光电传感器在低光照高温条件下的性能，大大提高了光电传感器的线性动态范围，较传统光电传感器的性能有着本质的提升。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：

图1为不同温度下光电二极管暗电流与反偏电压的关系；

图2为光电传感器系统架构；

图3为差分运算放大器A_au结构；

图4为差分运算放大器A₁结构；

图5为镜像放大器A_r1监控结构图；

图6为脉冲频率调制器结构图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。

如图1显示了P型衬底N井中的光电二极管的暗电流在-25度到75度的温度变化范围下随着光电二极管反偏电压的改变情况，从图中可以看出反偏电压不为0时，光电二极管暗电流将随着温度的变化而成倍增长。但所有I—V特性曲线都将交汇于反偏电压为0的点，也就是说光电二极管反偏电压为0时，光电二极管暗电流很小且几乎不随温度变化。这为将光电二极管暗电流控制到最小且不随温度变化提供了可能。本发明的光电传感器结构也会将片上的光电二极管反偏电压控制到0。

如图2为本发明所提出的光电传感器架构，它包括两个差分运算放大器A₁,A_au；一个光电二极管阵列PD，一个电流镜和一个脉冲频率调制器。

所述电流镜包括NMOS管M1、NMOS管M2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M1的漏极与NMOS管M2的漏极接电源VDD，NMOS管M1的栅极与NMOS管M2的栅极连接，NMOS管M1的源极分别与NMOS管M1的栅极、NMOS管M4的漏极、差分运算放大器A_au的正向输入端连接，所述NMOS管M2的源极分别与NMOS管M3的漏极、差分运算放大器A_au的反向输入端连接，差分运算放大器A_au的输出端与NMOS管M3的栅极连接，NMOS管的源极与脉冲频率调制器PFM连接，NMOS管M4的栅极与差分运算放大器A₁的输出端连接，差分运算放大器A₁的正向输入端接地，差分运算放大器A₁的反向输入端与NMOS管M4的源极连接，NMOS管M4的源极经光电二极管阵列PD接地；所述差分运算放大器A₁的输出端经负载电容C_C接地。

差分运算放大器A₁用来调节NMOS管M₄的V_n端电压，同时差分运算放大器A₁和NMOS管M₄，差分运算放大器A_au和NMOS管M₃组成了增益自举结构，提高了NMOS管M₄和NMOS管M₃漏端的视入电阻，让电流镜更接近理想。

差分运算放大器A_au的结构如图3所示，包括第一级差分放大和第二级共源放大，

所述差分运算放大器A_au包括第一级差分放大电路、第二级共源放大电路、米勒补偿电容C_m和NMOS管M_r，所述第一级差分放大电路包括NMOS管M5～NMOS管M11，所述第二极共源放大电路包括NMOS管M_tip和NMOS管M_tin，NMOS管M5的漏极与NMOS管M6的漏极分别与电源VDD连接，NMOS管M5的栅极与NMOS管M6的栅极连接，NMOS管M5的源极分别与NMOS管M6的栅极、NMOS管M7的漏极连接，NMOS管M6的源极分别与NMOS管M11的栅极、NMOS管M8的漏极、NMOS管M_r的漏极连接，NMOS管M7的源极与NMOS管M8的源极连接后与NMOS管M9的漏极连接，NMOS管M9的源极接地，所述NMOS管M_r的源极经米勒补偿电容C_m分别与NMOS管M10的漏极、NMOS管M11的源极，NMOS管M9的栅极与NMOS管M10的栅极连接，所述NMOS管M_r的栅极与NMOS管M_tip的源极连接，NMOS管M_tip的栅极分别与NMOS管M_tin的漏极、栅极连接，NMOS管M_tip的源极接地，NMOS管M9的源极、NMOS管M10的源极分别接地，NMOS管M11的漏极与电源VDD连接，NMOS管M7的栅极与NMOS管M8的栅极接输入信号，NMOS管M_tip的漏极接电源VDD。

本发明的差分运算放大器加入了米勒补偿电容C_m和调零电阻M_r用于极点分离，稳定放大器，该放大器有70dB的开环增益。根据图2的电路结构，可以将光电二极管PD的反偏电压表示为表达式(1)，其中V_OS是差分运算放大器A₁的输入失调电压，I_ph为光电二极管流过的电流，V_O是A₁的输出电压，V_n是光电二极管的反偏电压，而K_n＝μ_nC_OX(W/L)_M4。因为V_n<<V_th4，V_n可以进一步表示成表达式(2)

$V_n=\frac{V_o}{A_1}+V_{os}=\frac{V_n+\sqrt{2I_{ph}/K_n}+V_{th4}}{A_1}+V_{os}---\left(1\right)$

$V_n\&ap;\frac{\sqrt{2I_{ph}/K_n}+V_{th4}}{A_1}+V_{os}---\left(2\right)$

从表达式(2)可以看出，V_n包括2两项，为了让V_n趋近于0必须要这两项都减小，第一项是与光电二极管电流I_ph有关的项，为了减小这一项，要尽可能增大放大器增益A₁，本发明所使用的差分运算放大器A₁结构如图4，该结构采用了PMOS输入差分对结构，并且使用折叠式套筒结构，开环增益高达90dB，能够将和光电二极管电流有关的项抑制到0.1mV以下。图2的结构中由于光电二极管片上面积很大，会产生一个pF级的寄生电容C_P，因此特别加入了一个负载电容C_C到放大器A₁的输出级来将主极点推入更低的频率以保持环路稳定。

具体地，所述差分运算放大器A₁包括PMOS输入差分对结构和折叠式套筒结构，所述PMOS输入差分对结构包括PMOS管M_r1、PMOS管M_r2和PMOS管M_r11，所述折叠式套筒结构包括PMOS管M_r3、PMOS管M_r4、PMOS管M_r7、PMOS管M_r8、PMOS管M_r11、NMOS管M_r5、NMOS管M_r6、NMOS管M_r9和NMOS管M_r10，所述PMOS管M_r11的源极与电源VDD连接，PMOS管M_r11的漏极分别与PMOS管M_r1的源极、PMOS管M_r2的源极连接；所述PMOS管M_r7的源极、PMOS管M_r8的源极分别接电源VDD，所述PMOS管M_r7的漏极与PMOS管M_r3的源极连接，PMOS管M_r3的漏极与NMOS管M_r5的漏极连接，NMOS管M_r5的源极与NMOS管M_r9的漏极连接，NMOS管M_r9的源极接地，所述PMOS管M_r8的漏极与PMOS管M_r4的源极连接，PMOS管M_r4漏极与NMOS管M_r6的漏极连接，NMOS管M_r6的源极与NMOS管M_r10的漏极连接，NMOS管M_r10的源极接地，所述PMOS管M_r7的栅极与PMOS管M_r8的栅极连接，PMOS管M_r3的栅极与PMOS管M_r4的栅极连接，NMOS管M_r5的栅极与NMOS管M_r6的栅极连接，NMOS管M_r9的栅极与NMOS管M_r10的栅极连接，PMOS管M_r7的栅极与PMOS管M_r3的漏极连接，所述PMOS管M_r1的漏极与PMOS管M_r9的漏极连接，PMOS管M_r2的漏极与NMOS管M_r10的漏极连接，所述PMOS管M_r1的栅极接地，所述PMOS管M_r2的栅极与输入信号Vn连接，所述PMOS管M_r11的栅极与输入信号V_bp连接。

在表达式(2)中还有一项是与光电二极管电流无关的项，即差分运算放大器A₁输入失调电压V_OS，如何产生一个与PVT无关并且幅度小于1mV的输入失调电压(如此小的电压可以将光电二极管暗电流限制在5pA以内)是本发明的关键和难点。为了实现对差分运算放大器A₁输入失调电压的监控，我们使用了一个差分运算放大器A₁的镜像放大器A_r1如图5，它可以自动产生一个DC控制信号V_b1来调节差分运算放大器A₁的输入失调电压。该结构有两个技术要点，首先它将PMOS差分输入两端都接到了地端。这样在不做任何处理时，我们将会在输出端得到镜像放大器A_r1的输入失调电压，但如果此时按照图5，在放大器输出端引入一个负反馈电路，反馈信号V_b1用来控制PMOS管M_r3和PMOS管M_r4的栅极，如此形成的负反馈能够将放大器输出电压OUT稳定在VDD/2。这样一来就实现了镜像放大器A_r1的输入失调电压调零，如果我们将控制信号V_b1作用于差分运算放大器A₁相同的地方就能实现对差分运算放大器A₁的输入失调电压调零。尽管此环路直流增益很高，但却很容易保持稳定，因为该环路只是提供一个DC控制信号，可以工作在极低的带宽范围内，从而很容易将非主极点推到单位增益带宽以外来保持环路稳定。镜像放大器A_r1可以补偿随温度和时间漂移的输入失调电压，理论上如果镜像放大器A_r1和差分运算放大器A₁的版图匹配良好，那么差分运算放大器A₁的输入失调电压可以显著降低。为了简化多级反馈的环路稳定性分析，按图5将差分运算放大器A_au的负端固定接到VDD/2的电平。那么整个结构剩余的失调电压V_os-res可以表示为表达式(3)(式中V_DD为电源电压，V_{th_M4}为NMOS管M₄管阈值电压，V_OS和V_{OS_ra}分别为A₁和A_r1的输入失调电压)

$V_{os\_res}=\frac{V_{DD}-2V_{th\_M4}}{2A_1}+(V_{os}-V_{os\_ra})---\left(3\right)$

脉冲频率调制器的结构如图6所示，其中A_au1是一个高增益的比较器，C_i为充电电容，SW为NMOS管放电开关，delay为固定延时电路产生150ns的延时，后面的D触发器采用2分频的接法保证了调制器输出信号占空比固定为50％。具体地，所述脉冲频率调制器PFM包括充电电容C_i、NMOS管放电开关SW、固定延时电路、比较器A_au1和D触发器，所述D触发器采用2分频的接法，所述比较器A_au1的反向输入端分别与NMOS管M3的源极、充电电容Ci的一端、NMOS管放电开关SW的漏极连接，充电电容Ci的另一端、NMOS管放电开关SW的源极分别接地，比较器A_au1的的输出端与固定延时电路连接，NMOS管放电开关SW的栅极与固定延时电路的输出端连接，固定延时电路的输出端与D触发器连接。

工作时，由电流镜得到的镜像电流I_pfm为C_i充电，当达到比较器门限V_bgr时，将产生控制信号触发延时电路产生固定的复位脉冲，复位脉冲将打开NMOS管放电开关SW，将充电电容C_i上积累的电荷释放。如果镜像电流I_pfm固定，则会产生固定周期的脉冲复位信号，经过D触发器二分频后，产生占空比50％的输出信号，并且电流I_pfm越大，产生的输出信号周期也会越大，如此就实现了脉冲频率调制。

本发明针对传统的光电传感器产品，动态范围不高对工艺-电源-温度(简称“PVT”)敏感，特别是在低光照以及高温度条件下，性能明显退化，采用双光电二极管设计虽然性能有所提高，但显著增加了成本，引入更多噪声，创造性的提出了将光电二极管零偏，并通过放大器监控机制调节放大器失调电压接近于0的技术，实现了在芯片上仅采用单个光电二极管就能满足高动态线性范围的需求，大大减小了光电传感器芯片的面积，节约了成本，同时性能也显著提高，适合于高精度的血氧检测仪系统之中。

最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。