开关电源装置及具有该开关电源装置的光照射装置的制作方法

本发明涉及一种全桥型的开关电源装置，特别地，涉及一种开关损耗少的开关电源装置及具有该开关电源装置的光照射装置。

背景技术：

当前，为了使作为FPD(Flat Panel Display；平面直角显示器)周围的粘结剂而使用的紫外线硬化树脂、或作为胶印纸印刷用的墨水而使用的紫外线硬化型墨水硬化，使用紫外线照射装置。

作为紫外线照射装置，当前，已知以高压水银灯或水银氙气灯等作为光源的灯型照射装置，但近年来，基于消耗电力的削减、长寿命化、装置尺寸的紧凑化的要求，取代现有的放电灯而开发了将LED(Light Emitting Diode；发光二极管)作为光源而利用的紫外线照射装置(例如，专利文献1)。

专利文献1中记载的紫外线照射装置，具有与照射对象物的紫外线硬化型墨水的附着面相对而配置的第1光照射设备、和与位于附着面的相反侧的非附着面相对而配置的第2光照射设备，通过对于照射对象物同时照射来自第1光照射设备的紫外线、和来自第2光照射设备的紫外线，从而提高照射对象物和紫外线硬化型墨水的密接性。

为了使这种LED发光二极管发光，必须施加大于或等于动作电压VF的电压，并流过规定的电流，因此在利用LED发光二极管作为光源的紫外线照射装置中，使用将从交流电源AC(商用电源)供给的交流电力变换为直流电力的所谓开关电源装置(例如专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1特开2014－024264号公报

专利文献2特开2011－217566号公报

技术实现要素：

发明所要解决的问题：

在专利文献2中记载的开关电源装置，通过使全桥型开关元件的接通占空及开关频率变化，从而进行功率因数改善动作且进行输出电压控制，利用减少了部件个数的简单的电路结构，从而降低开关损耗而实现高效化。

但是，在一次侧的开关元件Q1～Q4进行导通/关断的定时，在二次绕组中会流过电流，在一次侧的开关元件Q1～Q4中也流过电流，因此在开关元件Q1～Q4中会产生开关损耗。一般地，对于开关元件Q1～Q4，使用高耐压的N沟道MOS型FET(N-channel Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor；N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)，但高耐压的N沟道MOS型FET速度慢，并且一次侧的电压设定得非常高，因此开关元件Q1～Q4中的开关损耗非常大。

本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于，提供一种开关电源装置及具有该开关电源装置的光照射装置，该开关电源装置为全桥型，且开关损耗非常少。

用于解决问题的手段：

为了实现上述目的，本发明的开关电源装置，具有：整流电路，其对商用交流电压进行整流而变换为直流电压；全桥电路，其由第1桥臂和第2桥臂构成，该第1桥臂由相对于直流电压而串联连接的第1开关元件及第2开关元件构成，该第2桥臂由相对于直流电压而串联连接的第3开关元件及第4开关元件构成；变压器，其具有1个一次绕组和N个(N为大于或等于1的整数)二次绕组，一次绕组的一端与第1桥臂的中点连接，一次绕组的另一端与第2桥臂的中点连接；N个整流平滑电路，其由整流部、二次侧开关元件、及平滑部构成，该整流部与各二次绕组连接，对在该二次绕组中产生的交流电压进行整流，该二次侧开关元件对由整流部整流后的整流电压的输出进行控制，该平滑部对整流电压进行平滑化而生成直流的输出电压，并相对于负载而供给电力；输出检测电路，其检测从各整流平滑电路的平滑部输出的电压或电流中的至少任一个；以及控制电路，其基于由输出检测电路检测出的检测电压或检测电流中的至少任一个，控制第1至第4开关元件及二次侧开关元件的接通与断开，控制电路在第1开关元件和第4开关元件接通的期间内、以及第2开关元件和第3开关元件接通的期间内，以使得从各整流平滑电路的平滑部输出的电压或电流成为预先设定的规定的目标电压或目标电流的方式，将各二次侧开关元件以规定时间接通。

根据这种结构，构成为在第1开关元件和第4开关元件接通的期间、以及第2开关元件和第3开关元件接通的期间，二次侧开关元件以规定时间接通，因此在第1至第4开关元件导通或者关断时，不会产生开关损耗。此外，可以利用一台开关电源装置，相对于多个负载而供给与其对应的电源。

此外，控制电路可以构成为，求出目标电压与检测电压之间的电压差，或者目标电流与检测电流之间的电流差中的至少任一个，基于电压差及电流差中的至少任一个，控制第1至第4开关元件及二次侧开关元件的接通与断开。此外，该情况下，控制电路可以构成为，基于电压差或电流差中的至少任一个，决定二次侧开关元件的接通与断开的定时，基于该二次侧开关元件的接通与断开的定时，决定第1至第4开关元件的接通与断开的定时。

此外，优选各整流部具有：第1二极管，其阴极端子与各二次绕组的一端连接；第2二极管，其阴极端子与各二次绕组的另一端连接，第1二极管的阳极端子及第2二极管的阳极端子与二次侧的地线连接。

此外，各整流部可以具有：第1MOS型FET，其漏极与各二次绕组的一端连接；以及第2MOS型FET，其漏极与各二次绕组的另一端连接，第1MOS型FET的源极端子及第2MOS型FET的源极端子与二次侧的地线连接，第1MOS型FET的栅极端子及第2MOS型FET的栅极端子分别与控制电路连接，第1MOS型FET及第2MOS型FET构成为，对在二次绕组中产生的交流电压进行整流，并且作为二次侧开关元件起作用。

此外，优选各二次绕组由串联连接的第1绕组和第2绕组构成，整流部将第1绕组和第2绕组的中点的电压作为整流电压而输出。

此外，本发明的光照射装置，其具有上述的开关电源装置、和与各整流平滑电路连接而进行发光的N个LED发光二极管模块。

发明的效果：

如上所述，根据本发明，实现一种全桥型且开关损耗非常少的开关电源装置、和具有该开关电源装置的光照射装置。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的电路图。

图2是本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的时序图。

图3是本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的微机控制部中执行的输出电压调整

处理的流程图。

图4是本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置的电路图。

图5是本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置的时序图。

标号说明

10 整流电路

20 PFC电路

30 DC－DC变换器

32 第1桥臂

34 第2桥臂

40、50 整流平滑电路

42、52 整流部

43、53 整流·开关部

44、54 开关部

46、56 平滑部

60 微机控制部

100 开关电源装置

Q1 第1开关

Q2 第2开关

Q3 第3开关

Q4 第4开关

Q5 第5开关

Q6 第6开关

Q7 第7开关

Q8 第8开关

Q9 第9开关

Q10 第10开关

LD1、LD2 负载

T 变压器

Vp 一次绕组

Vs1、Vs2、Vs3、Vs4 二次绕组

D1、D2、D3、D4、D5、D6 二极管

L1、L2 平滑电感器

C1、C2 平滑电容器

R1、R2 电阻

AC 交流电源

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式详细地进行说明。此外，图中对相同或等同的部分标注相同的标号，不重复对其进行说明。

(第1实施方式)

图1是表示本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置100的概略结构的电路图。本实施方式的开关电源装置100例如是向紫外线照射装置中搭载的LED发光二极管模块等供给电力的装置，其将从交流电源AC(商用电源)供给的交流电力变换为直流电力，向LED发光二极管模块等的负载LD1、LD2供给电力。

如图1所示，本实施方式的开关电源装置100具有整流电路10、PFC(Power Factor Correction；功率因数补偿)电路20、DC－DC变换器30。

整流电路10例如由二极管电桥电路构成，对从交流电源AC供给的交流电力进行整流。

PFC电路20对由整流电路10整流后的电力的功率因数进行改善，向DC－DC变换器30供给。对于PFC电路20可以使用一般的升压型PFC电路。

DC－DC变换器30是一次侧电路和二次侧电路绝缘的所谓绝缘型，是采用全桥方式的变换器。本实施方式的DC－DC变换器30具有：第1开关Q1和第2开关Q2串联连接而成的第1桥臂32；第3开关Q3和第4开关Q4串联连接而成的第2桥臂34；变压器T；2个整流平滑电路40、50；以及微机控制部60，该DC－DC变换器30构成为，分别相对于负载LD1、LD2而供给不同的直流电力。

第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3、第4开关Q4是构成全桥电路的高耐压的N沟道MOS型FET，作为对向DC－DC变换器30输入的输入电压进行开关的开关元件起作用。第1开关Q1及第3开关Q3的漏极端子与PFC电路20的高电位侧输出端子连接，第2开关Q2及第4开关Q4的源极端子与PFC电路20的低电位侧输出端子连接。此外，第1开关Q1的源极端子与第2开关Q2的漏极端子连接，它们的连结点与变压器T的一次绕组Vp的一个端子连接。此外，第3开关Q3的源极端子与第4开关Q4的漏极端子连接，它们的连结点与变压器T的一次绕组Vp的另一个端子连接。

本实施方式的变压器T具有：一次绕组Vp；彼此串联连接的二次绕组Vs1、Vs2；以及彼此串联连接的二次绕组Vs3、Vs4，如上所述，一次绕组Vp与第1桥臂32(即，第1开关Q1和第2开关Q2)的中点和第2桥臂34(即，第3开关Q3和第4开关Q4)的中点之间连接。

从微机控制部60向第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3、及第4开关Q4的栅极端子输入PWM(Pulse Width Modulation；脉冲调制)信号(详细内容如后所述)。并且构成为，如果第1开关Q1及第4开关Q4接通，第2开关Q2及第3开关Q3断开，则在变压器T的一次绕组Vp中产生正向的电动势，如果第1开关Q1及第4开关Q4断开，第2开关Q2及第3开关Q3接通，则在变压器T的一次绕组Vp中产生逆向的电动势。

本实施方式的变压器T是高频变压器，其具有：一次绕组Vp；彼此串联连接的二次绕组Vs1、Vs2；以及彼此串联连接的二次绕组Vs3、Vs4。一次绕组Vp、二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4，利用电磁感应而耦合，通过第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3、及第4开关Q4进行接通与断开，从而在二次绕组Vs1、Vs2的两端，感应出与一次绕组Vp和二次绕组Vs1、Vs2的绕组比相对应的电动势，此外，在二次绕组Vs3、Vs4的两端，感应出与一次绕组Vp与二次绕组Vs3、Vs4的绕组比相对应的电动势。

在二次绕组Vs1、Vs2上连接整流平滑电路40，其由下述部分构成：整流部42，其对在二次绕组Vs1、Vs2中产生的交流电压进行整流；开关部44，其对由整流部42整流后的电压进行开关；以及平滑部46，其对从开关部44输入的电压进行平滑化。整流部42由二极管D1、D2构成，二极管D1的阴极端子与二次绕组Vs1的正极侧连接，二极管D2的阴极端子与二次绕组Vs2的负极侧连接，二极管D1及二极管D2的阳极端子同时与二次侧的地线连接(接地)。通过这样构成，整流部42对在二次绕组Vs1、Vs2中感应出的电压进行整流，输出整流电压(详细内容如后所述)。

开关部44由N沟道MOS型FET的第5开关Q5(二次侧开关元件)构成，是对向平滑部46的输入进行开关的电路。平滑部46由二极管D5、平滑电感器L1、平滑电容器C1构成，对经由开关部44输入的整流部42的整流电压进行平滑化而输出规定的输出电压Vo1，相对于负载LD1供给输出电压Vo1和输出电流IL1。此外，由于第5开关Q5是对与一次侧的第1开关Q1至第4开关Q4相比较低的电压进行开关，因此可以使用与第1开关Q1～第4开关Q4相比低耐压而高速的开关元件。

第5开关Q5的漏极端子与二次绕组Vs1、Vs2的中点连接，源极端子与二极管D5的阴极端子及平滑电感器L1的输入端连接。并且，构成为从微机控制部60向第5开关Q5的栅极端子输入PWM信号，在二次绕组Vs1、Vs2中产生电压的期间内，第5开关Q5以规定时间接通。并且，通过调整第5开关Q5接通的时间，从而调整从整流平滑电路40输出的输出电压Vo1(详细内容如后所述)。此外，整流平滑电路40的电阻R1是用于对流过负载LD1的电流(即输出电流IL1)进行检测的电阻，电阻R1的负载LD1侧的一端与微机控制部60连接。

在二次绕组Vs3、Vs4上连接整流平滑电路50，该整流平滑电路50由下述部分构成：整流部52，其对在二次绕组Vs3、Vs4中产生的交流电压进行整流；开关部54，其对由整流部52整流后的电压进行开关；以及平滑部56，其对从开关部54输入的电压进行平滑化。整流部52由二极管D3、D4构成，二极管D3的阴极端子与二次绕组Vs3的正极侧连接，二极管D4的阴极端子与二次绕组Vs4的负极侧连接，二极管D3及二极管D4的阳极端子同时与二次侧的地线连接(接地)。通过这样构成，从而整流部52对在二次绕组Vs3、Vs4中感应出的电压进行整流，并输出整流电压(详细内容如后所述)。

开关部54由N沟道MOS型FET的第6开关Q6(二次侧开关元件)构成，是对向平滑部56的输入进行开关的电路。平滑部56由二极管D6、平滑电感器L2、平滑电容器C2构成，对经由开关部54输入的整流部52的整流电压进行平滑化而输出规定的输出电压Vo2，相对于负载LD2供给输出电压Vo2和输出电流IL2。此外，第6开关Q6与第5开关Q5同样地，由于以与一次侧的第1开关Q1至第4开关Q4相比较低的电压进行开关，因此可以使用与第1开关Q1至第4开关Q4相比为低耐压而高速的开关元件。

第6开关Q6的漏极端子与二次绕组Vs3、Vs4的中点连接，源极端子与二极管D6的阴极端子及平滑电感器L2的输入端。并且，构成为在从微机控制部60向第6开关Q6的栅极端子输入PWM信号，在二次绕组Vs3、Vs4中产生电压的期间内，第6开关Q6以规定时间接通。并且，通过对第6开关Q6接通的时间进行调整，从而对从整流平滑电路50输出的输出电压Vo2进行调整(详细内容如后所述)。此外，整流平滑电路50的电阻R2是用于检测流过负载LD2的电流(即输出电流IL2)的电阻，电阻R2的负载LD2侧的一端与微机控制部60连接。

微机控制部60是利用在内部存储的程序而进行动作的所谓CPU(Central Processing Unit)电路，如图1所示，与输出电压Vo1、Vo2、电阻R1的负载LD1侧的一端、电阻R2的负载LD2侧的一端、第1开关Q1至第6开关Q6的栅极端子连接。微机控制部60内置AD(Analog-to-Digital)变换器，由此，对整流平滑电路40的输出电压Vo1和输出电流IL1、及整流平滑电路50的输出电压Vo2和输出电流IL2进行检测，基于这些检测结果，对第1开关Q1至第6开关Q6的接通与断开进行控制(详细内容如后所述)。

下面，使用图2对开关电源装置100的通常动作进行说明。图2是表示开关电源装置100的周期性动作的时序图，T(n－1)表示第n－1个周期的动作，T(n)表示第n个周期的动作，T(n+1)表示第n+1个周期的动作。此外，n是大于或等于2的任意整数，如图2所示，各周期由t1～t10的期间构成。此外，在图2中，VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6分别是向第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3、第4开关Q4、第5开关Q5及第6开关Q6的栅极端子输入的输入波形(即PWM信号)，Vp是一次绕组Vp的两端子间的电压波形，Ids5是第5开关Q5的漏极－源极间电流的波形，Ids6是第6开关Q6的漏极－源极间电流的波形。

图2的t1是VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中不产生电动势，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中也不会感应出电动势。因此，该期间内被控制为，VgsQ5及VgsQ6也断开(低电平)，二极管D1、D2、D3及二极管D4非导通，二极管D5及二极管D6导通。因此，在该期间，不会在平滑电容器C1、C2中积蓄电荷。

图2的t2是VgsQ1及VgsQ4接通(高电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)、VgsQ5及VgsQ6断开(低电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生正向的电动势，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中也正向地感应。但是，由于VgsQ5及VgsQ6断开，因此二极管D1、D2、D3及二极管D4非导通，二极管D5及二极管D6导通。因此，在该期间，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不会产生感应电动势。这样，在本实施方式中，通过从VgsQ1及VgsQ4接通开始直至VgsQ5及VgsQ6接通为止(即直至t3、t4为止)，延迟与t2对应的时间，从而改善第1开关Q1及第4开关Q4的导通时的开关损耗(损失)。换言之，在第1开关Q1及第4开关Q4的导通时，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不流过电流，因此在一次绕组Vp中也几乎不流过电流，在第1开关Q1及第4开关Q4中不会产生开关损耗。

图2的t3是VgsQ1及VgsQ4接通(高电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)、VgsQ5接通(高电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生正向的电动势，在二次绕组Vs1、Vs2中也正向地感应。并且，由于VgsQ5接通，因此二极管D2导通，二极管D1及D5非导通。因此，在该期间，在二次绕组Vs1、Vs2、第5开关Q5、平滑电感器L1、平滑电容器C1中流过电流，因此在二次绕组Vs1、Vs2中产生感应电动势，在平滑电容器C1的两端生成电压。这样，在本实施方式中，构成为在t3和t8(后述)的期间，在二次绕组Vs1、Vs2中产生感应电动势，其周期性地重复，其结果，在平滑电容器C1的两端生成规定的输出电压Vol。此外，如后所述，VgsQ5的接通时间(t3)基于输出电压Vo1及输出电流IL1而由微机控制部60决定。此外，在VgsQ5的上升时(即，第5开关Q5的导通时)，会产生第5开关Q5的开关损耗，但如上所述，由于第5开关Q5是与第1开关Q1及第4开关Q4相比为高速的元件，因此第5开关Q5的开关损耗比由第1开关Q1及第4开关Q4产生的开关损耗小。这样，根据本实施方式的结构，第1开关Q1及第4开关Q4的开关损耗(即，与2个低速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)被置换为第5开关Q5的开关损耗(即，与1个高速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)，从而可以使开关损耗极大地改善。

图2的t4是VgsQ1及VgsQ4接通(高电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)、VgsQ6接通(高电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生正向的电动势，在二次绕组Vs3、Vs4中也正向地感应。并且，由于VgsQ6接通，因此二极管D4导通，二极管D3及D6非导通。因此，在该期间，由于在二次绕组Vs3、Vs4、第6开关Q6、平滑电感器L2、平滑电容器C2中流过电流，因此在二次绕组Vs3、Vs4中产生感应电动势，在平滑电容器C2的两端生成电压。这样，在本实施方式中构成为，在t4和t9(后述)的期间，在二次绕组Vs3、Vs4中产生感应电动势，其周期性地重复，其结果，在平滑电容器C2的两端生成规定的输出电压Vo2。此外，如后所述，VgsQ6的接通时间(t4)基于输出电压Vo2及输出电流IL2而由微机控制部60决定。此外，在图2中，记载为t4与t3相比较长，但如后所述，由于t3及t4分别独立地设定，因此有时t4比t3短。此外，在VgsQ6的上升时(即，第6开关Q6的导通时)，会产生第6开关Q6的开关损耗，但如上所述，第6开关Q6是与第1开关Q1及第4开关Q4相比为高速的元件，第6开关Q6的开关损耗与由第1开关Q1及第4开关Q4产生的开关损耗相比较小。这样，根据本实施方式的结构，由于将第1开关Q1及第4开关Q4的开关损耗(即，与2个低速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)置换为第6开关Q6的开关损耗(即，与1个高速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)，从而可以使开关损耗极大地改善。

图2的t5是VgsQ1及VgsQ4接通(高电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)、VgsQ5及VgsQ6断开(低电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生正向的电动势，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中也正向地感应。但是，由于VgsQ5及VgsQ6断开，因此二极管D1、D2、D3及二极管D4非导通，二极管D5及二极管D6导通。因此，在该期间，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不会产生感应电动势。这样，在本实施方式中，通过从VgsQ5及VgsQ6断开开始直至VgsQ1及VgsQ4断开为止，延迟与t5对应的时间，从而改善第1开关Q1及第4开关Q4的关断时的开关损耗。换言之，在第1开关Q1及第4开关Q4的关断时，由于在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不会流过电流，因此在一次绕组Vp中也几乎不会流过电流，在第1开关Q1及第4开关Q4中不会产生开关损耗。

图2的t6与t1相同，是VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)、VgsQ5及VgsQ6断开(低电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中不会产生电动势，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中也不会感应电动势。并且，由于VgsQ5及VgsQ6断开，因此二极管D1、D2、D3及二极管D4非导通，二极管D5及二极管D6导通，因此在平滑电容器C1、C2中不会积蓄电荷。

图2的t7是VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3接通(高电平)、VgsQ5及VgsQ6断开(低电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生逆向的电动势，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中也逆向地感应。但是，由于VgsQ5及VgsQ6断开，因此二极管D1、D2、D3及二极管D4非导通，二极管D5及二极管D6导通。因此，在该期间，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不会产生感应电动势。这样，在本实施方式中，通过从VgsQ2及VgsQ3接通开始直至VgsQ5及VgsQ6接通为止(即直至t8、t9为止)，延迟与t7对应的时间，从而改善第2开关Q2及第3开关Q3导通时的开关损耗。换言之，在第2开关Q2及第3开关Q3导通时，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不流过电流，因此在一次绕组Vp中也几乎不流过电流，在第2开关Q2及第3开关Q3中不会产生开关损耗。

图2的t8是VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3接通(高电平)、VgsQ5接通(高电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生逆向的电动势，在二次绕组Vs1、Vs2中也逆向地感应。并且，由于VgsQ5接通，因此二极管D1导通，二极管D2及D5非导通。因此，在该期间，在二次绕组Vs1、Vs2、第5开关Q5、平滑电感器L1、平滑电容器C1中流过电流，因此在二次绕组Vs1、Vs2中产生感应电动势，在平滑电容器C1的两端生成电压。这样，在本实施方式中，构成为在t8和t3(前述)的期间，在二次绕组Vs1、Vs2中产生感应电动势，其周期性地重复，其结果，在平滑电容器C1的两端生成规定的输出电压Vol。此外，VgsQ5的接通时间(t8)是与t3相同的时间，基于输出电压Vo1及输出电流IL1而由微机控制部60决定。此外，与t3同样地，在VgsQ5的上升时(即，第5开关Q5的导通时)，会产生第5开关Q5的开关损耗，但如上所述，由于第5开关Q5是与第2开关Q2及第3开关Q3相比为高速的元件，因此第5开关Q5的开关损耗与由第2开关Q2及第3开关Q3产生的开关损耗相比较小。这样，根据本实施方式的结构，第2开关Q2及第3开关Q3的开关损耗(即，与2个低速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)也被置换为第5开关Q5的开关损耗(即，与1个高速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)，从而可以使开关损耗极大地改善。

图2的t9是VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3接通(高电平)、VgsQ6接通(高电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生逆向的电动势，在二次绕组Vs3、Vs4中也逆向地感应。并且，由于VgsQ6接通，因此二极管D3导通，二极管D4及D6非导通。因此，在该期间，由于在二次绕组Vs3、Vs4、第6开关Q6、平滑电感器L2、平滑电容器C2中流过电流，因此在二次绕组Vs3、Vs4中产生感应电动势，在平滑电容器C2的两端生成电压。这样，在本实施方式中构成为，在t9和t4(前述)的期间，在二次绕组Vs3、Vs4中产生感应电动势，其周期性地重复，其结果，在平滑电容器C2的两端生成规定的输出电压Vo2。此外，VgsQ6的接通时间(t9)是与t4相同的时间，基于输出电压Vo2及输出电流IL2而由微机控制部60决定。此外，与t3及t4同样地，在图2中，t9记载为与t8相比较长，但t8及t9分别独立地设置，因此有时t9比t8更短。此外，与t4同样地，在VgsQ6的上升时(即，第6开关Q6的导通时)，会产生第6开关Q6的开关损耗，但如上所述，由于第6开关Q6是与第2开关Q2及第3开关Q3相比为高速的元件，因此第6开关Q6的开关损耗与由第2开关Q2及第3开关Q3产生的开关损耗相比较小。这样，根据本实施方式的结构，第2开关Q2及第3开关Q3的开关损耗(即，与2个低速的N沟道MOS型FET相应的开关损耗)也被置换为第6开关Q6的开关损耗(即，与1个高速的N沟道MOS型FET相应的的开关损耗)，从而可以使开关损耗极大地改善。

图2的t10是VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3接通(高电平)、VgsQ5及VgsQ6断开(低电平)的期间。在该期间，在变压器T的一次绕组Vp中产生逆向的电动势，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中也逆向地感应。但是，由于VgsQ5及VgsQ6断开，因此二极管D1、D2、D3及二极管D4非导通，二极管D5及二极管D6导通。因此，在该期间，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不会产生感应电动势。这样，在本实施方式中，通过从VgsQ5及VgsQ6断开开始直至VgsQ2及VgsQ3断开为止，延迟与t10对应的时间，从而改善第2开关Q2及第3开关Q3的关断时的开关损耗。换言之，在第2开关Q2及第3开关Q3的关断时，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中不会流过电流，因此在一次绕组Vp中几乎不会流过电流，在第2开关Q2及第3开关Q3中不会产生开关损耗。

这样，在本实施方式中构成为，在VgsQ1及VgsQ4接通(高电平)、VgsQ2及VgsQ3断开(低电平)的期间、以及VgsQ1及VgsQ4断开(低电平)、VgsQ2及VgsQ3接通(高电平)的期间内，VgsQ5及VgsQ6进行接通与断开，由此在第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3及第4开关Q4进行导通及关断时，不会产生负载电流。因此，在第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3及第4开关Q4进行导通及关断时不会产生开关损耗。

下面，对在开关电源装置100的微机控制部60中执行的输出电压调整处理(程序)进行说明，同时对于开关电源装置100的通常动作更详细地说明。图3是在开关电源装置100的微机控制部60中执行的输出电压调整处理的流程图，示出每隔图2所示的1个周期而执行的处理。此外，由于输出电压调整处理是每隔1个周期重复执行的处理，因此在以下的说明中，着眼于图2的T(n)(即，第n个周期)而进行详述。

如图3所示，如果开始输出电压调整处理，则微机控制部60首先执行步骤S100。在步骤S100中，微机控制部60将在1个周期前即(n－1)的周期的输出电压调整处理中求出的各设定值(即后述的VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6的各波形的PWM数据)保存在微机控制部60内的寄存器(未图示)中。微机控制部60的硬件构成为，如果VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6的各波形的PWM数据保存在寄存器中，则根据该PWM数据，输出VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6的各波形(即PWM信号)，第1开关Q1至第6开关Q6被进行接通与断开控制。具体地说，如图2所示，第1开关Q1及第4开关Q4利用规定的PWM信号而接通与断开(图2：VgsQ1、VgsQ4)，第2开关Q2及第3开关Q3利用规定的PWM信号而接通与断开(图2：VgsQ2、VgsQ3)。并且，微机控制部60从第1开关Q1及第4开关Q4的上升沿开始，经过时间t2后，将第5开关Q5及第6开关Q6接通，在将第5开关Q5接通而经过t3的时间后，将第5开关Q5断开，在将第6开关Q6接通而经过t4的时间后，将第6开关Q6断开(图2：VgsQ5、VgsQ6)。此外，从将第6开关Q6断开开始直至第1开关Q1及第4开关Q4的下降沿为止，设置时间t5。此外，微机控制部60从第2开关Q2及第3开关Q3的上升沿开始经过时间t7后，将第5开关Q5及第6开关Q6接通，在将第5开关Q5接通而经过t8的时间后，将第5开关Q5断开，在将第6开关Q6接通而经过t9的时间后，将第6开关Q6断开(图2：VgsQ5、VgsQ6)。此外，从将第6开关Q6断开开始直至第2开关Q2及第3开关Q3的下降沿为止，设置时间t10。

这样，在本实施方式中构成为，在第1开关Q1及第4开关Q4接通的期间、以及第2开关Q2及第3开关Q3接通的期间内，第5开关Q5及第6开关Q6进行接通与断开，构成为在变压器T的一次绕组Vp中流过顺向电流，在二次绕组Vs1、Vs2及二次绕组Vs3、Vs4中可靠地感应出电动势时，第5开关Q5及第6开关Q6进行接通与断开。即，在第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3及第4开关Q4进行导通或关断时，第5开关Q5及第6开关Q6断开，因此不会产生第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3及第4开关Q4的开关损耗。如果步骤S100结束(即，各波形的PWM数据保存在寄存器中)，则处理进入步骤S120。

在步骤S120中，微机控制部60对于从VgsQ1的上升经过规定时间后的从整流平滑电路40输入的输出电压Vo1和输出电流IL1(即，电阻R1的一端部的电压)、及从整流平滑电路50输入的输出电压Vo2和输出电流IL2(即，电阻R2的一端部的电压)，使用内置的AD变换器进行AD(Analog-to-Digital：模数)变换，测定各电压值及各电流值。如果步骤S120结束，则处理进入步骤S140。

在步骤S140中，微机控制部60对于由步骤S120测定出的输出电压Vo1、输出电流IL1、输出电压Vo2及输出电流IL2，求出与预先设定的目标值之间的差(即ERROR值)。如果步骤S140结束，则处理进入步骤S160。

在步骤S160中，微机控制部60基于在步骤S140中求出的输出电压Vo1的ERROR值、及输出电流IL1的ERROR值，求出第5开关Q5的占空比(即，第5开关Q5的接通时间(t3及t8))。更具体地说，本实施方式的开关电源装置100构成为，以使输出电压Vo1为恒定的恒压电源模式、和使输出电流IL1为恒定的恒流电源模式起作用，在恒压电源模式中，求出为了使输出电压Vo1的ERROR值为零而所需的(即，为了使输出电压Vo1与目标值一致而所需的)第5开关Q5的占空比(即，第5开关Q5的接通时间(t3及t8))。此外，在恒流电源模式中，求出为了使输出电流IL1的ERROR值为零而所需的(即，为了使输出电流IL1与目标值一致而所需的)第5开关Q5的占空比(即，第5开关Q5的接通时间(t3及t8))。

此外，同样地，微机控制部60基于在步骤S140中求出的输出电压Vo2的ERROR值、及输出电流IL2的ERROR值，求出第6开关Q6的占空比(即，第6开关Q6的接通时间(t4及t9))。更具体地说，本实施方式的开关电源装置100构成为，以使输出电压Vo2为恒定的恒压电源模式、和使输出电流IL2为恒定的恒流电源模式起作用，在恒压电源模式中，求出为了使输出电压Vo2的ERROR值为零而所需的(即，为了使输出电压Vo2与目标值一致而所需的)第6开关Q6的占空比(即，第6开关Q6的接通时间(t4及t9))。此外，在恒流电源模式中，求出为了使输出电流IL2的ERROR值为零而所需的(即，为了使输出电流IL2与目标值一致而所需的)第6开关Q6的占空比(即，第6开关Q6的接通时间(t4及t9))。如果步骤S160结束，则处理进入步骤S180。

在步骤S180中，微机控制部60基于在步骤S160中求出的第5开关Q5的占空比及第6开关Q6的占空比，求出第1开关Q1至第4开关Q4的占空比。具体地说，以使得第5开关Q5的接通时间及第6开关Q6的接通时间包含在第1开关Q1及第4开关Q4的接通时间(即，t2+t4+t5)内的方式，设定第1开关Q1及第4开关Q4的占空比，与其对应(即，使其反转)而设定第2开关Q2及第3开关Q3的占空比。这样，在本实施方式中构成为，基于二次侧电路的控制量(即，第5开关Q5的接通时间及第6开关Q6的接通时间)，设定一次侧电路的控制量(即，第1开关Q1至第4开关Q4的接通时间)，从而使第1开关Q1至第4开关Q4的接通时间为必要最低限度，由此抑制励磁电力，抑制不必要的电力消耗。此外，在设定第1开关Q1至第4开关Q4的占空比时，优选考虑一次绕组Vp的动作延迟时间、及第1开关Q1至第4开关Q4的动作延迟时间。如果步骤S180结束，则处理进入步骤S200。

在步骤S200中，微机控制部60基于在步骤S180中求出的第1开关Q1至第4开关Q4的占空比，计算为了生成向第1开关Q1至第4开关Q4的栅极端子输出的各波形(VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4)而所需的参数。更具体地说，微机控制部60对于VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4的各波形，基于基准时钟，计算进行接通与断开(High/Low)的定时，并作为PWM数据而存储于内部的存储器中。此外，在计算VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4的各波形的接通与断开的定时(即PWM数据)时，考虑第1开关Q1至第4开关Q4的导通时间、关断时间、上升时间、下降时间等。如果步骤S200结束，则处理进入步骤S220。

在步骤S220中，微机控制部60基于在步骤S160中求出的第5开关Q5的占空比及第6开关Q6的占空比，计算为了生成向第5开关Q5及第6开关Q6的栅极端子输出的各波形(VgsQ5、VgsQ6)而所需的参数。更具体地说，微机控制部60对于VgsQ5、VgsQ6的各波形，基于基准时钟，计算进行接通与断开(High/Low)的定时，并作为PWM数据而存储在内部的存储器中。此外，在计算VgsQ5、VgsQ6的各波形的接通与断开的定时(即PWM数据)时，考虑第5开关Q5及第6开关Q6的导通时间、关断时间、上升时间、下降时间等。如果步骤S220结束，则输出电压调整处理结束。

这样，通过以固定的周期重复执行输出电压调整处理，从而以使得输出电压Vo1(或者输出电流IL1)、及输出电压Vo2(或者输出电流IL2)与目标值一致的方式，对第1开关Q1至第6开关Q6进行接通与断开控制(即反馈控制)。因此，从本实施方式的开关电源装置100输出的输出电压Vo1(或输出电流IL1)、输出电压Vo2(或输出电流IL2)精度极高且稳定。此外，在本实施方式中，作为一次侧电路而采用全桥电路，因此可以进行大电力的供给。

以上是本发明的实施方式的说明，但本发明并不限定于上述实施方式的结构，在其技术思想的范围内可以进行各种变形。

例如，在本实施方式中，作为对第1开关Q1至第6开关Q6进行接通与断开控制的结构而使用微机控制部60，但并不限定于该结构，也可以将公知的门电路、延迟电路等组合而构成。

此外，本实施方式的第1开关Q1至第6开关Q6是N沟道MOS型FET，但并不限定于该结构，也可以使用模拟开关等其它的开关元件。

此外，本实施方式的开关电源装置100，以具有2个整流平滑电路40、50，向2个负载LD1、LD2供给电力的结构进行了说明，但并不限定为一定是该结构，可以通过变更二次绕组的数量，从而构成为具有N个(N为大于或等于1的整数)整流平滑电路，向N个负载供给电力。

此外，在本实施方式中，开关电源装置100构成为，以使输出电压Vo1、Vo2为恒定的恒压电源模式、和使输出电流IL1、IL2为恒定的恒流电源模式起作用，但例如也可以构成为，以兼具两者的恒压恒流模式起作用。在该情况下可以构成为，微机控制部60可以基于输出电压Vo1的ERROR值及输出电流IL1的ERROR值中的任一个较大的值而求出第5开关Q5的占空比，并基于输出电压Vo2的ERROR值及输出电流IL2的ERROR值中的任一个较大的值而求出第6开关Q6的占空比。此外，在恒压电源模式中，不必一定要检测输出电流IL1、IL2，在恒流电源模式，不必一定要检测输出电压Vo1、Vo2。

此外，本实施方式的开关电源装置100搭载于紫外线照射装置中而向LED模块等供给电力，但并不限定于该用途。

(第2实施方式)

图4是表示本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置200的概略结构的电路图。此外，图5是本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置200的时序图。如图4所示，本实施方式的开关电源装置200与第1实施方式涉及的开关电源装置100的不同点在于，取代二极管D1、D2、第5开关Q5而具有第7开关Q7、第8开关Q8，取代二极管D3、D4、第6开关Q6而具有第9开关Q9、第10开关Q10，第7开关Q7、第8开关Q8、第9开关Q9及第10开关Q10通过上述输出电压调整处理而被进行接通与断开控制。以下，对于与第1实施方式涉及的开关电源装置100的不同点进行详述。此外，在图5中，VgsQ7、VgsQ8、VgsQ9、VgsQ10分别是向第7开关Q7、第8开关Q8、第9开关Q9及第10开关Q10的栅极端子输入的输入波形(即PWM信号)，Vp是一次绕组Vp的两端子间的电压波形，Ids7、Ids8、Ids9及Ids10分别是第7开关Q7、第8开关Q8、第9开关Q9及第10开关Q10的漏极－源极间电流的波形。

在本实施方式的二次绕组Vs1、Vs2上连接整流平滑电路40，该整流平滑电路40由下述部分构成：整流·开关部43，其对在二次绕组Vs1、Vs2中产生的交流电压进行整流，并且进行开关；以及平滑部46，其对从整流·开关部43输入的电压进行平滑化。整流·开关部43由第7开关Q7、第8开关Q8构成，起到第1实施方式的整流部42及开关部44的功能。

第7开关Q7及第8开关Q8是不具有体二极管的N沟道MOS型FET(二次侧开关元件)，是对向平滑部46的输入进行开关的电路。第8开关Q8的漏极端子与二次绕组Vs1的正极侧连接，第7开关Q7的漏极端子与二次绕组Vs2的负极侧连接，二次绕组Vs1和二次绕组Vs2的中点，与二极管D5的阴极端子及平滑电感器L1的输入端连接。并且构成为，向第7开关Q7及第8开关Q8的栅极端子输入来自微机控制部60的PWM信号(VgsQ7、VgsQ8)，在二次绕组Vs1、Vs2中产生电压的期间内，第7开关Q7及第8开关Q8以规定时间接通。具体地说，如图5所示构成为，本实施方式的第7开关Q7在t3的期间接通(高电平)，第8开关Q8在t8的期间接通(高电平)，与第1实施方式同样地，在t3和t8的期间，在二次绕组Vs1、Vs2中产生感应电动势，其周期性地重复，其结果，在平滑电容器C1的两端生成规定的输出电压Vol。

此外，在本实施方式的二次绕组Vs3、Vs4上连接整流平滑电路50，该整流平滑电路50由下述部分构成：整流·开关部53，其对在二次绕组Vs3、Vs4中产生的交流电压进行整流，并且进行开关；以及平滑部56，其对从整流·开关部53输入的电压进行平滑化。整流·开关部53由第9开关Q9、第10开关Q10构成，起到第1实施方式的整流部52及开关部54的功能。

第9开关Q9及第10开关Q10与第7开关Q7及第8开关Q8同样地，是不具有体二极管的N沟道MOS型FET(二次侧开关元件)，是对向平滑部56的输入进行开关的电路。第10开关Q10的漏极端子与二次绕组Vs3的正极侧连接，第9开关Q9的漏极端子与二次绕组Vs4的负极侧连接，二次绕组Vs3和二次绕组Vs4的中点与二极管D6的阴极端子及平滑电感器L2的输入端连接。并且，向第9开关Q9及第10开关Q10的栅极端子输入来自微机控制部60的PWM信号(VgsQ9、VgsQ10)，构成为在二次绕组Vs3、Vs4中产生电压的期间内，第9开关Q9及第10开关Q10以规定时间接通。具体地说，如图5所示构成为，本实施方式的第9开关Q9在t4的期间接通(高电平)，第10开关Q10在t9的期间接通(高电平)，与第1实施方式同样地，在t4和t9的期间，在二次绕组Vs3、Vs4中产生感应电动势，其周期性地重复，其结果，在平滑电容器C2的两端生成规定的输出电压Vo2。

在本实施方式中，也与第1实施方式同样地，在第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3及第4开关Q4导通及关断时，在二次绕组Vs3、Vs4中不流过电流，因此在一次绕组Vp中也几乎不流过电流，在第1开关Q1、第2开关Q2、第3开关Q3及第4开关Q4中不会产生开关损耗。

此外，以上公开的实施方式的各方面内容均是示例，并不应认为其是限制性的。本发明的范围并不由上述说明示出，而是由权利要求书示出，其含义为，包含权利要求书和与其相当范围内的全部变更。