反馈控制电路的制作方法

本发明涉及功率半导体部件的控制，更具体地涉及在功率半导体部件的开关期间限制开关瞬变(switching transient)。

背景技术：

功率晶体管，例如IGBT和MOSFET，通常在功率电子器件中用作开关部件。由于功率晶体管用作开关，它们应当能够将其状态从阻断状态快速改变到完全导通状态，反之亦然，以最小化开关期间的功率损耗。

尽管快速切换高电流的能力是开关部件的期望特性，但是快速地增加和减小电流和电压可能引起某些问题，特别是与电感负载(其中电流被从一个部件强制到另一部件)相关地快速增加和减小电流和电压时。

已知的问题可以结合半桥配置来解释，在所述半桥配置中分别具有反并联续流二极管的两个开关部件在具有DC链路电压的DC链路之间串联连接。考虑电流流过开关部件的下部并且期望将DC链路的正电压连接到负载的情况。承载电流的开关部件通过施加合适的栅极电压而关断，并且部件两端的电压增加，同时电流仍然流过部件。一旦下部部件上的电压可以正向偏置上部续流二极管，下部开关部件的电流迅速减小。由于开关晶体管电流斜率为负，在换向路径的电感中感应的电压增加了开关部件上的电压。开关部件上的最大电压是DC链路电压U_DC和在换向路径杂散电感L_stray中感应的电压u_ind之和。

在等式(1)中，在关断期间晶体管的符号di/dt为负，因此感应电压尖峰u_ind的极性为正。在过载或短路情况下关断晶体管时，限制负di/dt尤其重要。

此外，在开关部件导通期间的正电流斜率影响半桥配置中的互补续流二极管的反向恢复电流的大小。

反向恢复电流可以由等式(2)表示，其中Q_rr是存储在二极管中的电荷。

因此，电流变化率以上述方式直接影响反向恢复电流的大小和电压过冲。为了在安全操作区域中安全地操作部件并且为了使损耗最小化，期望限制开关部件电流的变化率。

为了控制晶体管di/dt，必须以某种方式获得反馈信号。一种获得di/dt反馈信号的方法利用与晶体管串联的小电感。功率模块的辅助发射极和功率发射极之间的寄生电感可以用于该目的，如US 8710876B2中所公开的。电感上的电压与电流时间导数成比例，因此不需要额外的微分电路来产生所需的信号。

使用功率模块寄生电感作为di/dt传感元件有一些困难。自然地，需要辅助发射器连接以能够使用该方法。寄生电感的实际值取决于电源模块的内部布局。因此，电感可以在具有不同电流额定值的模块或不同制造商之间变化，并且每个模块类型必须单独表征。通常，寄生电感在半桥模块中的上支路和下支路中也具有不同的值。一个问题是感测寄生电感上的电压需要与主电路的电流连接。这防止了自由选择控制信号参考电压。也不可能增加灵敏度，即寄生电感的值。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种栅极驱动电路以解决上述问题。本发明的目的通过栅极驱动电路来实现，该栅极驱动电路的特征在于独立权利要求中所述的。本发明的优选实施例在从属权利要求中公开。

本发明基于使用感应耦合(inductive coupling)来提供来自功率半导体部件的主电流路径的反馈的想法。具有感应耦合的反馈电路连接到已知的参考电位，并且反馈电路根据电流的变化率向栅极驱动器提供电压。

由于反馈电路不与主电路电流连接，因此可以自由选择电感耦合元件的参考电位。参考电位的选择有助于设计简单的反馈结构。此外，可以通过调节电感耦合元件中的匝数来调节来自电流变化率的反馈的灵敏度。电感耦合元件是线圈，并且优选地是罗柯夫斯基线圈或耦合电感器。

利用本发明，可以通过基于获得的反馈修改切换期间的栅极电压来控制诸如IGBT和MOSFET的功率晶体管的切换行为。

附图说明

在下文中，将参照附图通过优选实施例更详细地描述本发明，其中：

图1示出了本发明的电路的基本原理；

图2，图3，图4和图5示出了本发明的不同实施例；以及

图6示出了利用本发明的实施例所获得的测量结果。

具体实施方式

图1示出了本发明的栅极驱动电路的基本结构。该电路包括可连接到正辅助电压V+和负辅助电压V-的栅极驱动器A1。栅极驱动器接收用于控制功率半导体部件V1的控制信号Vc。本发明的栅极驱动电路包括包含电感耦合元件T1的反馈电路。

反馈电路的一端连接到已知的参考电位VREF，反馈电路的另一端连接到栅极驱动器A1。

根据本发明，电感耦合元件T1感应耦合到功率半导体部件的主电流路径。执行感应耦合以向栅极驱动器提供反馈信号，并且反馈信号的值基于功率半导体部件的电流的变化率。

在图1的电路中，输入到栅极驱动器A1的控制信号Vc提供开关部件V1的开(ON)/关(OFF)控制。栅极驱动器放大所接收的控制信号并且用于提供对半导体部件的可靠控制。输入的控制信号被放大，使得栅极驱动器的输出可以获得在正和负辅助电压之间的值。正和负辅助电压参考作为开关部件的发射极电位的电位COM。因此，在图1的示例中，栅极驱动器能够向受控开关部件的栅极产生双极控制电压。

在图1的示例中，将控制信号Vc与反馈电压VFB进行比较。电路的操作成当控制信号Vc为高时，栅极驱动器控制到受控部件的栅极的正辅助电压。如果在开关部件的接通期间，通过开关部件的电流快速增加，则反馈电路向栅极驱动器提供正反馈电压。在所获得的反馈电压高于某一极限的情况下，栅极驱动器降低其输出电压，使得部件的栅极电压降低。降低的栅极电压限制了通过部件的电流的变化率。一旦电流的变化率受到限制，反馈电压减小，并且栅极驱动器可以向受控部件的栅极提供完全导通电压。

在关断过程中的操作类似。如果电流的减小速率高于某一极限，则由栅极驱动器接收的反馈电压为负。负反馈电压操作以增加栅极电压，从而限制通过部件的关断电流的减小速率。因此，在本发明中，从电流变化率di/dt获得反馈。感应到电感耦合元件(例如罗柯夫斯基线圈或耦合电感器)的电压与通过部件的电流的导数成线性比例。因此，利用电感部件的线圈匝数以及参考电位VREF的选择，可以选择最大可允许电流变化率，使得当超过最大可允许变化率时，通过可操作地连接到栅极驱动电路的栅极驱动器的电路来限制变化率。

图2示出了本发明的实施例，其中控制信号用来自电感反馈元件的反馈进行修改。在图2中，控制信号Vc被接收到推挽晶体管对V12、V13的栅极。推挽晶体管对以已知的方式用作控制信号的栅极驱动器的放大器。推挽晶体管对的输出端通过栅极电阻器R11连接到受控半导体部件V11的栅极。

在图2的电路中，来自电流变化率的反馈被引导到推挽晶体管对的基极端子。更具体地，电路包括与电感耦合元件串联的双极齐纳二极管V14和与双极齐纳二极管串联的第一电阻器R13。该反馈电路连接到形成推挽晶体管对的晶体管V12、V13的基极。该实施例还包括连接在控制信号输入端和晶体管V12、V13的基极之间的第二电阻器R12。

开关部件V11以正电压导通，并且诸如罗柯夫斯基线圈T11等电感反馈部件以这样的方向缠绕：开关部件V11的正di/dt引起负电压。双极二极管V14的齐纳电压被选择为最大允许di/dt处的控制电压Vc和线圈电压之和。在这种情况下，如果di/dt超过最大允许值，则齐纳二极管V14开始导通，从而根据电阻器R12和R13之间的分压降低晶体管V12和V13的基极电压。因此，在开关部件导通期间，并且当电流的变化率超过特定值时，形成从控制电压Vc经过第一和第二电阻器R12、R13和齐纳二极管到电感耦合元件T11(如罗柯夫斯基线圈)的电流路径。由于电阻器R12、R13之间的电阻分压，通过所述路径的电流降低了晶体管的基极的电位。由于晶体管V13的较低基极电压，其将导通，且开关部件V11的栅极电压降低，因此限制di/dt。

图2的电路还可以用于限制当电流降低时电流的变化率。当关断部件时，感应到电感耦合元件的电压是正的。一旦该正电压超过齐纳二极管V14的齐纳电压和施加到晶体管V12、V13的栅极的关断控制信号Vc之和，齐纳二极管开始导通，从而根据电阻器R12和R13之间的分压增加晶体管V12和V13的基极电压。电流沿相反方向上流过与导通相同的路径，从而增加晶体管V12的基极电压，增加开关部件V11的栅极电压，从而减小负di/dt。

图3示出了本发明的另一实施例。在该实施例中，来自电感耦合元件的反馈电压被引导到用作比较器的运算放大器A21的负输入。用于控制开关部件V21的控制电压Vc被引导到比较器的正输入。图3的电路包括类似的推挽晶体管驱动器V22、V23，如图2所示。

当开关部件V21的di/dt为零时，运算放大器A21的负输入为开关部件V21发射极电位COM，其位于正辅助电压V+与负辅助电压V-之间。在开关部件V21发射极电位COM与正辅助电压V+之间选择控制信号的高状态，以及在发射极电位COM与负辅助电压V-之间选择控制信号的低状态。

控制信号的高状态将增加V22的基极电压，V22将导通从而将开关部件V21的栅极电压驱动为高，并使开关部件V21导通。控制信号的低状态将驱动晶体管V23的基极电压为低，从而将IGBT V21的栅极电压驱动为低，从而停止V21导通。

电感耦合元件(例如罗柯夫斯基线圈T21)以这种方式缠绕：使得IGBT V21的超过最大允许值的任何正di/dt将驱动A21的负输入到高于控制电压Vc高状态的值，从而关断IGBT V21直到di/dt被限制在所选值以下。IGBT V21的超过选定值的任何负di/dt值将驱动A21的负输入到低于控制信号低状态的值，从而使IGBT V21导通，直到di/dt再次被限制在所选值以下。在该实施例中，可以通过为控制信号选择不同的高状态值和低状态值来设置最大正di/dt和最大负di/dt的不同值。

在图3的实施例中，诸如罗柯夫斯基线圈或耦合电感器等电感耦合元件用于以改变参考电压的形式提供反馈，所述参考电压用于与控制电压Vc相比较。当所获得的反馈电压VFB超过控制电压Vc的值时，运算放大器的输出改变其状态，并且改变受控开关部件的栅极电压以限制电流变化。

在图4的实施例中，单独的控制信号用于驱动功率半导体部件，例如IGBT V31，并且栅极驱动器包括FET部件V32、V33。当上控制信号CONTROL_U低于正电压源V+时，FET V32将导通，并且IGBT V31被控制为导通状态。当上控制信号CONTROL_U处于正电压源V+时，FET V32不会影响IGBT V31栅极电压。

当较低控制信号CONTROL_L处于负电压电源V-时，FET V33将不导通，并且不能影响IGBT V31栅极电压。当CONTROL_L高于V-时，FET V33导通，IGBT V31关断。

在图4的实施例中，来自诸如罗柯夫斯基线圈T31等感应耦合元件的反馈用于限制受控开关部件V31的关断速度。反馈电压被引导到用作分压器的电阻器R35、R36的串联连接。晶体管V34的基极连接在电阻器R35、R36之间。晶体管V34的发射极和电阻器的串联连接线的端部连接到相同电位，即连接到负辅助电压V-，并且晶体管V34的集电极连接到FET V33的栅极，FET V33控制开关部件V31的关断。

当电感耦合元件T31感应到电压时，电流流过电阻器的串联连接。电感元件的第一端耦合到与电阻器的串联连接的端部相同的电位。当来自电感耦合元件的电流超过某一极限时，晶体管V34的基极-发射极电压上升，并且晶体管将FET V33的栅极拉到低状态，因此FET V33阻断并且使受控开关元件V31关断，直到电流的减小率被限制在选定值以下。在图4的实施例中，电感耦合元件被缠绕成使得IGBT V31的负di/dt将在线圈上产生正电压。

在图5的实施例中，反馈电路通过二极管D1和电阻器R3的串联连接而被连接到推挽晶体管对的输入端。反馈电路对应于图2的反馈电路，除了图2的齐纳二极管被图5中的二极管代替，并且电感耦合元件T11的第一端连接到负辅助电压。在受控开关部件关断的情况下，电流减小率高于设定极限，感应电压将使推挽晶体管对V3、V4的输入电位升高，从而限制电流变化率。

图5还示出了由二极管D2和电阻器R4的串联连接组成的第二反馈电路。该反馈回路直接连接到受控部件的栅极，以增强电流变化的限制。此外，图5示出了用于限制电压变化率以增加电流变化率的可控性的附加电路。开关部件的可控性通过连接在部件的集电极和栅极之间的电容器C1、C2和C3的串联连接而增加，这通过提高栅极-发射极电压来略微减小关断时的du/dt。对电容性反馈电路的需要取决于所使用的功率半导体技术。

虽然结合本发明的具体实施例示出了电容性反馈，但是电容性反馈可应用于本发明的任何所呈现的实施例。

应当注意，在任何以前提出的电路中，可以用许多不同的方法执行罗柯夫斯基线圈电压电平检测，例如用分压用的电阻器代替齐纳二极管，反之亦然。

图4的电路在额定电流600A下使用英飞凌FF600R12ME4 Econodual IGBT进行测试。选择罗柯夫斯基线圈的标称值以在550A时相应地关断IGBT。罗柯夫斯基线圈连接到IGBT V31的DC+轨。在正常硬关断中，罗柯夫斯基线圈与IGBT DC+轨分离。IGBT集电极电流被驱动到380A和1200A之间的各种值，并且测量IGBT的集电极-发射极电压。结果示出于图6中，其中较高的线代表没有反馈的测量，而较低的线代表操作中具有反馈的测量。可以看出，闭环控制可以用于减小IGBT集电极-发射极电压峰值，从而在IGBT因过电流被关断的情况下保护IGBT免受过电压。

在上文中，结合受控开关部件大体描述了本发明。受控开关部件或受控半导体部件是功率晶体管，例如IGBT或MOSFET。此外，通常涉及的电感耦合元件优选地是罗柯夫斯基线圈或耦合电感器。电感耦合元件优选地设置成从DC链路的正轨获得反馈。电感耦合元件还可以位于可获得与受控开关部件的电流的感应耦合的任何其它位置。

栅极驱动电路进一步优选地用于半桥配置以控制半桥的开关部件。优选地，每个开关部件具有根据本发明的栅极驱动器。此外，半桥配置可以是转换器装置的结构的一部分。

对于本领域技术人员显而易见的是，随着技术的进步，本发明的概念可以以各种方式实现。例如，在一些实施例中所呈现的齐纳二极管可以由用电阻器实现的分压器来代替，反之亦然。此外，存在其他栅极驱动器拓扑，其中利用电感耦合元件获得的反馈可以以上述方式使用。本发明及其实施例不限于上述示例，而是可以在权利要求的范围内变化。