半导体开关元件的栅极驱动电路的制作方法

本发明涉及用于功率转换装置的电压驱动型半导体开关元件的栅极驱动电路。

背景技术：

图4是表示使用电压驱动型半导体开关元件的逆变器的主电路结构的图。

图4所示的逆变器的主电路包括：直流电源1、由电压驱动型半导体开关元件2a～2f(以下称作开关元件2a～2f)构成的三相逆变器部2、栅极驱动电路3a、3b、控制电路4。控制电路4对栅极驱动电路3a、3b分别提供控制信号sa、sb。m为负载电动机。

此外，直流电源1也可以用由对交流电源电压进行整流的整流电路以及电解电容器构成的电路来代替。另外，图4仅分别示出了一个相的半导体开关元件2a、2b的栅极驱动电路3a、3b及控制信号sa、sb，而对于其他半导体开关元件2c～2f也同样设有分别提供控制信号sc～sf的栅极驱动电路3c～3f。

电压驱动型半导体开关元件2a～2f除了图示的mosfet之外也可以使用igbt，在使用igbt的情况下，回流二极管与igbt主体反并联连接。

栅极驱动电路3a、3b的结构也相同，因此此处，对驱动开关元件2a的栅极驱动电路3a的结构进行说明。

图5是表示作为第一现有技术的栅极驱动电路3a1的结构的图。图5中，栅极驱动电路3a1包括：由输入有控制信号sa的光电耦合器等装置构成的驱动部31；用于驱动电路的直流电源32(将其电压值设为vb)；一端与驱动部31相连的基极电阻33；在各个基极与基极电阻33的另一端相连且各个发射极与开关元件2a的栅极相连的状态下串联连接并输出输入信号的非反转信号的构成图腾柱输出型晶体管的晶体管34、35；以及分别与晶体管34、35串联的用于限制电流的电阻36、37。

此处，用于使主电路的开关元件2a导通的晶体管34为npn型，用于使开关元件2a截止的晶体管35为pnp型，通过将从驱动部31经由基极电阻33输入的信号s1分别施加到所述晶体管34、35的基极，从而所述晶体管34、35相配合地进行导通、截止动作。

该电路的电源也可以设置为分别与晶体管34、35相对应的正负电源，以代替直流电源32。

对图5所示的栅极驱动电路3a1的动作进行详细说明。在信号s1为“高”电平时，晶体管34导通，电流从直流电源32流入开关元件2a的栅极。由此，在开关元件2a的栅源极间电压vgs超过开关元件2a的栅极阈值电压(以下也简称为阈值电压)vth的情况下，开关元件2a导通。另一方面，在信号s1为“低”电平时，晶体管35导通，从而电流朝存积于开关元件2a的栅极的电荷放电的方向流过。因此，开关元件2a截止。

此外，通过调整基极电阻33及用于限制电流的电阻36、37的电阻值，从而对开关元件2a切换时的栅源极间电压的波形进行控制以使得波形的上升沿、下降沿不会过于剧烈，由此抑制浪涌电压。

图5所示的栅极驱动电路记载于例如专利文献1。

接着，图6是表示作为第二现有技术的栅极驱动电路3a2的结构的图。该栅极驱动电路3a2由后述的如图5所示电路中添加了由晶体管38等构成的有源镜像钳位电路(activemirrorclampcircuit)而成。

图5所示的电路中，截止用的晶体管35导通，开关元件2a截止，图4所示的对相臂的开关元件2b也处于截止状态，与开关元件2a反并联状态的寄生二极管中有与流过开关元件2a的电流相反反向的回流电流流过时，开关元件2b的状态从截止状态变为导通状态，该情况下，正处于截止状态的开关元件2a中被施加有急剧的电源电压。由此，电源电压作为反向电压也被急剧地施加至开关元件2a的寄生二极管。因此，在开关元件2a的寄生二极管反向恢复时，开关元件2a的栅漏极间的电压v与时间t的电压变化率dv/dt较大的情况下，如虚线所示，较大值的电流i(i＝c·dv/dt)经由开关元件2a的栅漏极间的寄生电容(电容c)，流入开关元件2a的栅极。由此，开关元件2a的栅源极间电压vgs上升。开关元件2a的栅漏极间电压vgs在超过其阈值电压vth的情况下，开关元件2a导通，使得上下臂短路，最坏的情况下，开关元件2a、2b可能损坏。

为了防止开关元件2a、2b被损坏，如图6所示，将晶体管38连接至开关元件2a的栅源极间，在开关元件2a截止时，强制使晶体管38导通。由此，将开关元件2a的栅源极间设为低阻抗，以防止其导通。该情况下，开关元件2a的栅极通过信号线39与驱动部31a相连，晶体管38的基极也与驱动部31a相连，以形成有源镜像钳位电路。该有源镜像钳位电路是自动地检测、判断因开关元件2a的栅漏极间的寄生电容(镜像电容)的影响而导致的开关元件2a的栅源极间电压vgs的上升，并将该上升钳位住的电路。

作为使晶体管38导通的控制动作，驱动部31a通过信号线39检测出开关元件2a的栅源极间电压vgs，在该电压vgs达到阈值电压vth之前强制输出导通信号s2，并提供至晶体管38的基极。

具备图6所示的有源镜像钳位电路的栅极驱动电路记载于例如专利文献2。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2004-129378号公报(参照[0005]、图8等)

专利文献2：日本专利特开2006-296119号公报(参照[0008]、图2等)

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

此外，一般为了实现系统的大容量化，有时将逆变器等装置的各臂部的多个开关元件相并联来使用。

图7是表示利用电路结构与图5所示的栅极驱动电路3a1相同的栅极驱动电路3a1来驱动互相并联连接的两个开关元件2a、2a’时的电路结构的图。该图7中，参照符号i1、i2分别表示开关元件2a、2a’的漏极电流。

若图7所示的开关元件2a、2a’的阈值电压vth存在特性上的偏差，则该开关元件2a、2a’的切换时刻存在差异。图8是表示图7所示的开关元件的一个栅源极间电压的波形图。也就是说，如图8所示，相对于上升的栅源极间电压vgs而具有较低的阈值电压vth1的元件在时刻t1导通，另一方面，具有较高的阈值电压vth2的元件在时刻t2导通，在t1、t2间产生时间差δt。由此，较早导通的元件在时间差δt的期间有较大电流流过，集中产生开关损耗。

图9、图10均是表示开关元件2a、2a’的漏极电流i1、i2的波形的波形图。图9示出了开关元件2a的阈值电压vth1、开关元件2a’的阈值电压vth2之差(换言之为导通时刻t1、t2之差)较小的情况。图10示出了阈值电压vth1与阈值电压vth2之差较大的情况。如图9、图10所示，时间差δt越大，漏极电流i1、i2的不平衡越明显。

另外，图11是表示如下的二极管(开关元件为mosfet的情况下为寄生二极管)分别逆恢复时的电流i1d、i2d的波形的波形图，所述二极管分别连接至设有互相并联且栅极阈值电压vth1、vth2之差较大的两个开关元件2a、2a’的臂的相对侧的臂上互相并联的两个开关元件。

若开关元件2a、2a’各自的阈值电压vth1、vth2之差较大，则即使假设相对侧的臂上二极管之间的特性相同，将各开关元件到各二极管为止的路径的布线结构要素上的差异也考虑在内，在开关元件2a、2a’之间，至少会产生栅极电流的不平衡。其结果是，如图11所示，开关元件2a、2a’从截止状态转移为导通状态的过度状态下，相对侧的臂的二极管在其从回流状态转移至逆恢复状态时电流i1d、i2d产生不平衡。

因此，对于栅极驱动电路考虑到开关元件的栅极阈值电压的偏差需要进行损耗设计、温度设计，必然地，在所使用的开关元件没有上述偏差的情况下，即、与各开关元件的特性相一致的情况相比，栅极驱动电路的设计工作不得不变得冗长。若对各开关元件的特性分别进行管理则设计的冗长化得到缓和，但分别管理特性所需的费用增加，因此相应的成本上升无法避免。

然而，通过在图7所示的电路中的栅极驱动电路也具备上述有源镜像钳位电路，从而能防止开关元件2a、2a’不必要的导通，但栅极驱动电路的规模会变大，且需要有源镜像钳位电路的控制电路或具备其控制功能的专用ic，随之导致成本上升。

此外，即使设置了有源镜像钳位电路，因阈值电压vth1、vth2之差而导致的电流不平衡的问题也得不到解决。

因此，本发明的目的在于提供一种栅极驱动电路，在上下的各臂上驱动互相并联连接的多个半导体开关元件的情况下，能够抑制因其栅极阈值电压之差而引起的半导体开关间的电流不平衡，并且能够防止相对臂的半导体开关元件导通时上下臂发生短路，而不会增大电路规模。

解决技术问题所采用的技术方案

为了达成上述目的，本发明的第一方面涉及半导体开关元件的栅极驱动电路，所述半导体开关元件用于对由互相并联连接的多个电压驱动型半导体开关元件构成的开关元件组进行驱动而设置，与所述开关元件组的栅极共通地连接，

所述栅极驱动电路包括：使所述开关元件组导通的第1开关；与所述第1开关串联连接并使所述开关元件组截止的第2开关；对流过所述第1开关的电流进行限制的第1电流限制用电阻；对流过所述第2开关的电流进行限制的第2电流限制用电阻；以及至少作为所述第1开关及所述第2开关的驱动电源的第1直流电源，

所述栅极驱动电路还包括：

根据对于所述第1开关的导通指令信号来导通，从而使所述开关元件组导通的第3开关；

根据对于所述第2开关的截止指令信号来截止，从而使所述开关元件组截止的第4开关；

第2直流电源，该第2直流电源作为驱动所述第3开关及所述第4开关的电源，与包含所述第3开关与所述第4开关在内的串联电路的两端相连，且电压值比所述第1直流电源的电压值要低，

由此，使得经由导通状态的所述第3开关从所述第2直流电源流过所述开关元件组的栅极的电流的路径的阻抗低于经由导通状态的所述第1开关从所述第1直流电源流过所述开关元件组的栅极的电流的路径的阻抗。

本发明的第2方面为在本发明第1方面的半导体开关元件的栅极驱动电路中，使得所述第2直流电源的电压值大致等于所述开关元件组的栅极阈值电压中的最大值。

本发明的第3方面为在本发明第1或第2方面的半导体开关元件的栅极驱动电路中，还具备截止延迟电路，该截止延迟电路用于使得使所述第4开关导通的时刻比使所述第2开关导通的时刻要迟。

本发明的第4方面为在本发明第1至第3方面中的任一项半导体开关元件的栅极驱动电路中，利用与所述第1直流电源的两端相连的电阻与齐纳二极管的串联电路、以及与所述齐纳二极管并联连接的电容器构成所述第2直流电源，将所述电容器两端的电压用作为所述第2直流电源的电压。

发明效果

根据本发明的栅极驱动电路，能够同时实现如下两个功能：即，在驱动互相并联连接的多个半导体开关元件的情况下，能够抑制因主电路的开关元件的栅极阈值电压之差而引起的半导体开关的电流不平衡的功能；以及能够防止相对臂的半导体开关元件导通时伴随各二极管发生逆恢复现象时产生的上下臂短路的功能。

由此，能够消除设计冗长化的问题或分别管理各开关元件特性所需的费用的问题。另外，还能避免电路规模变大，从而降低成本。

附图说明

图1是将本发明的实施方式所涉及的栅极驱动电路的结构与驱动对象的半导体开关元件一起示出的图。

图2是表示低电压的直流电源的其他结构的图。

图3是表示由图1所示的栅极驱动电路驱动的开关元件的栅源极间电压的波形的波形图。

图4是表示使用电压驱动型半导体开关元件的逆变器的主电路结构的图。

图5是表示作为第一现有技术的栅极驱动电路的结构的图。

图6是表示作为第二现有技术的栅极驱动电路的结构的图。

图7是表示利用电路结构与图5所示的栅极驱动电路相同的栅极驱动电路来驱动互相并联连接的两个开关元件时的电路结构的图。’

图8是表示图7所示的开关元件的一个栅源极间电压的波形图。

图9是表示并联连接的两个开关元件的栅极阈值电压之差较小时这两个开关元件的栅极电流的波形的波形图。

图10是表示并联连接的两个开关元件的栅极阈值电压之差较大时这两个开关元件的栅极电流的波形的波形图。

图11是表示如下的二极管分别逆恢复时的电流的波形的波形图，所述二极管分别连接至设有互相并联的栅极阈值电压之差较大的两个开关元件的臂的相对侧的臂上互相并联的两个开关元件。

具体实施方式

以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明。

图1是将本实施方式所涉及的栅极驱动电路30的结构与驱动对象的半导体开关元件2a、2a’一起示出的图。该实施方式中设定如下情况，与上述图7所示的电路中的相同，逆变器等电路的一个臂上互相并联连接有两个开关元件2a、2a’，该开关元件2a、2a’由栅极驱动电路30来驱动。

图1中，对与图7相同或相当的部分标注同一参照标号。因此以下以与图7不同的部分为中心来说明栅极驱动电路30。

图1的栅极驱动电路30中，对于图7的栅极驱动电路3a1新添加有截止延迟电路41、二极管42、44、形成图腾柱输出型晶体管的npn型晶体管43(以下称为晶体管43)以及pnp型晶体管45(以下称为晶体管45)以及直流电源46。也就是说，晶体管34、35共通连接的基极与晶体管43、45共通连接的基极之间，连接有截止延迟电路41与二极管42的并联电路，晶体管43、45的发射极之间连接有二极管44。并且，在晶体管43、45的发射极之间连接有直流电源46。晶体管45的发射极与晶体管34、35的发射极一起与开关元件2a、2a’的栅极相连。

二极管44用于在晶体管34、43同时导通的情况下，防止在晶体管43施加反向电压。

此处，优选为，直流电源46的电压vb2的值为比直流电压32的电压vb1的值要低的值(vb2＜vb1)，设为主电路的开关元件2a、2a’各自的栅极阈值电压vth1、vth2的最大值中较大一方的值左右。电压vb2如图1所示，可以从与输入侧的直流电源32分开独立构成的直流电源46得到。电压vb2也可以如示出低电压的直流电源的其他结构的图2所示那样，从与直流电源32相连的电路得到。该电路中，电阻46a及齐纳二极管46b与直流电源32串联连接，电容器46c与齐纳二极管46b并联连接。电压vb2作为电容器46c两端的电压来提供。

此外，直流电源32、46分别作为第1、第2直流电源来设置，晶体管34、35、43、45分别作为第1、第2、第3、第4开关来设置。另外，用于限制电流的电阻36、37分别作为第1、第2电流限制用的电阻来设置。第1直流电源即直流电源32不仅为图1所示的正侧电源，也可以设作为分别与晶体管34、35相对应的正侧电源及负侧电源。

在上述结构中，主电路的开关元件2a、2a’也可以由igbt构成，其并联连接数可以为三个以上。另外，第1～第4开关即晶体管34、35、44、45并不限于双极晶体管，也可以使用fet。

另外，第1、第2电流限制用电阻即电流限制用电阻36、37可以分别连接至晶体管34、35的发射极一侧。

接下来，对本实施方式的动作进行说明。

开关元件2a、2a’导通时，基于指示导通的控制信号sa从驱动部31输出并指令导通的信号s1经由基极电阻33被施加至导通用的晶体管34的基极。信号s1同时经由基极电阻33、二极管42被施加至导通用的晶体管43的基极。由此，晶体管34、43均导通。

此时，在晶体管43一侧，其输出电流路径不存在像晶体管34一侧的电阻36那样的电流限制用的电阻，输出电流路径为低阻抗。因此，电流从电压vb2的直流电源46经由晶体管43及二极管44迅速流至开关元件2a、2a’的栅极一侧。

之后，从各开关元件2a、2a’的栅源极间电压vgs到达电压vb2的时刻起，来自具有比电压vb2要高的电压vb1的直流电源32的电流经由用于限制电流的电阻36、晶体管34而流至各开关元件2a、2a’的栅极一侧，栅极电位vgs最终确立。

因此，即使开关元件2a、2a’各自的栅极阈值电压vth1、vth2存在差异，栅源极间电压vgs如图3所示以较大的电压变化率dv/dt急速上升直到到达vb2，其中，所述图3是表示由图1所示的栅极驱动电路驱动的开关元件的栅源极间电压的波形的波形图。因此，栅源极间电压vgs上升之后到达各阈值电压vth1、vth2为止的时刻t1、t2之前所经过的时间极短，时刻t1与t2间的时间差δt非常短。

此外，为了防止在上述时间差δt之间，在晶体管43有过大电流流过，可以在晶体管43的发射极一侧或集电极一侧并联连接电阻值与用于限制电流的电阻36、37的电阻值相比小得多的电流限制用电阻。

根据该实施方式，开关元件2a、2a’导通时的电流不平衡或因该电流不平衡而导致的损耗不平衡得到消除，开关元件2a、2a’导通时的漏电流的波形成为图9所示那样的波形，其中，图9表示开关元件2a、2a’阈值电压vth之差较小时的波形。由此，开关元件2a、2a’的电流波形大致相等，因此与设有开关元件2a、2a’的臂相对的臂的二极管中流过的电流的波形也大致相同。因此，即使在二极管一侧产生如图11所示那样的电流不平衡或因该电流不平衡而导致的损耗不平衡得以消除。

开关元件2a、2a’导通时，通过从驱动部31输出以指令截止的信号s1来使晶体管35、45导通。此时，晶体管45一侧的基极连接有截止延迟电路41，因此输入侧的晶体管35比晶体管45更早导通。

由此，开关元件2a、2a’的栅极的充电电荷经由晶体管35及电阻37而被逐渐放电，之后晶体管45导通。

此处，截止延迟电路41能够实现如下两个功能：利用用于限制电流的电阻37来确保开关元件2a、2a’截止动作时的栅极电阻，以使得各开关元件2a、2a’的栅源极间电压vgs不会急速下降的功能；以及在开关元件2a、2a’的截止完成后防止可能因相对臂的开关元件的导通而产生的开关元件2a、2a’的误导通动作而无需专用ic等的功能。该截止延迟电路41只要能使晶体管45的导通动作比晶体管35的导通动作要迟即可。因此，例如可以由具有电阻值r的电阻及具有电容值c的电容器构成，由具有时间常数rc的rc时间常数电路等构成，使其具有规定的延迟时间。

开关元件2a、2a’从导通状态切换为截止的过度状态以外的通常截止状态下，通过使晶体管45变为导通状态，从而各开关元件2a、2a’的栅极与源极几乎以零阻抗来短路。因此，即使与开关元件2a、2a’的臂相对的臂的开关元件导通，开关元件2a、2a’的各回流二极管(或寄生二极管)与开关元件2a、2a’施加有反向电压的状态下逆恢复时以较大的电压变化率dv/dt来产生逆恢复电压，各开关元件2a、2a’的栅源极间电压vgs也不会超过阈值电压vth1、vth2，能够防止因其误导通动作而造成的上下臂的短路。

如上所说明的那样，根据本实施方式，仅通过对现有的栅极驱动电路添加由直流电源46及晶体管43、45等构成的电路就能够实现如下两个功能：即，能够抑制因主电路的互相并联连接的开关元件的栅极阈值电压之差而引起的开关元件的电流不平衡的功能；以及能够防止相对臂的半导体开关元件导通时上下臂短路的功能。

工业上的实用性

本发明所涉及的栅极驱动电路在用于驱动互相并联连接的多个电压驱动型半导体开关元件的情况下，能适用于逆变器、转换器、斩波器等各种功率转换装置。

标号说明

1：直流电源

2a，2a’，2b，2c，2d，2e，2f：半导体开关元件

4：控制电路

30：栅极驱动电路

31：驱动部

32，46：直流电源

33：基极电阻

34，35，43，45：晶体管

36，37：电阻

41：截止延迟电路

42，44：二极管

46a：电阻

46b：齐纳二极管

46c：电容器

m：电动机。