一种集成消失调、抗干扰的比较器电路的制作方法

本实用新型涉及一种集成比较器，特别是一种消除失调电压和在噪声环境下的单转换方面性能出色的集成两级开环比较器，属于电子技术领域。

背景技术：

比较器广泛应用于模拟信号到数字信号的转换过程中。在模拟到数字的转换过程中，首先必须对输入进行采样，接着经过采样的信号通过比较器以决定模拟信号的数字值。最简单的情况，比较器可以看为1位的模数转换器。

在比较器设计中，特别困难的问题就是输入失调电压，即输入差过零时，输出没有发生变化，如果直到输入电压之差达到一定值时，输出才发生变化，这个时候的输入之差就被定义为输入失调电压。如果失调电压能够被预测，则不会有任何问题，但是在给定设计的情况下，一个电路和另一个电路的失调将随即改变。在诸如高精度模数转换器以及微量传感系统中需要专门对失调电压进行特殊处理。一般典型的处理方案都是利用斩波技术来实现，但是该技术方案存在因为时钟馈通引起的电荷注入等问题,这种方案可能会产生新的失调。

另外，通常情况下，比较器工作于噪声环境中，并且在阈值点检测信号变化。如果比较器足够快，且噪声的幅度足够大的话，其输出端也将存在噪声。这种情况下，我们希望对比较器的传输特性进行修改，比较通用的做法是增加迟滞电路。即比较器输入从负值开始向正值变化时，输出不变，直至输入达到正向转折点时，比较器输出才开始变化。一旦输出变化，实际转折点才被改变。当输入向负值减小时，输出保持不变，直至输入达到负向转折点，比较器输出才开始转换。在噪声环境中，阈值点附件的噪声使得比较器的输出充满着噪声，添加迟滞电路可以很好的改进比较器的输出特性。需要注意的是迟滞电压必须等于或大于最大噪声幅度。

现有迟滞电路通常采用比较器结构外接无源器件或者比较器内部增加一组多器件正反馈结构的方式来实现。外接无源器件的方式使得应用复杂，体积较大，成本提高；而多器件的正反馈结构一般反馈通路中器件数较多，会使得设计难度增加，版图实现面积较大。

技术实现要素：

本实用新型的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供一种集成消失调、抗干扰的比较器电路，利用隔直电容、自动校零技术以及迟滞电路有效消除失调电压以及增加抗噪能力。

本实用新型的技术解决方案是：一种集成消失调、抗干扰的比较器电路，该包括输入放大单元、偏置单元、比较放大单元和整形输出单元；输入放大单元将外部输入的差分信号进行放大输出至比较放大单元，比较放大单元将放大后的差分信号转换成单端信号并放大，将放大后的单端信号与阈值比较，比较结果输出到整形输出单元，整形输出单元将比较结果进行整形后输出，偏置单元为输入放大单元和比较放大单元提供直流偏置；

所述输入放大单元包括P型MOS管MP1、MP11、MP12和N型MOS 管MN1、MN2、MN3、MN4以及电容C1、C2、C3、C4、C5、C6组成；差分输入端INA和INB分别与电容C1、C2的一端相连，电容C1的另一端连接 MP11的栅端、MN1的漏端，电容C2的另一端连接MP12的栅端、MN2的漏端，MP11、MP12的源端相连并与MP1管的漏端相连，MP1的栅端与偏置信号线BIAS相连，MP1的源端与电源线VCC相连，MP11的漏端与MN3的源端相连，MP12的漏端与MN4的源端相连，MN3、MN4的栅端相连，MN3、 MN4的源端分别与地线GND相连，MN1和MN2的栅端同时与消失调时钟信号INP相连，MN1的源端与电容C5的一端、MP11的漏端以及MN3的漏端相连于节点L1，MN2的源端与电容C6的一端、MP12的漏端以及MN4的漏端相连于节点L2，电容C5、C6的另一端与地线GND相连，MN3、MN4的栅端相连于节点L3，节点L1和节点L2的信号为输入放大单元的输出。

所述输入放大单元还包括阈值调节输入端INC、IND，电容C3，C4，阈值调节输入端INC和IND分别与电容C3和C4的一端相连，C3的另一端与 C1的另一端并联连接至P型MOS管MP11的栅端，C4的另一端与C2的另一端并联连接至P型MOS管MP12的栅端，通过调节INC、IND的电压幅值调整比较器的阈值。

所述INP为周期性方波信号，其频率与差分输入信号频率相同。

所述偏置单元包含P型MOS管MP2、MP3、MP4，N型MOS管MN5、 MN6、MN7、MN8、MN9、MN10、MN11、MN12组成；MP2、MP3、MP4 的栅端均与偏置信号线BIAS相连，MP2、MP3、MP4的源端与电源线VCC 相连，MP2的漏端与MN8的漏端相连，MN8的源端与MN5的漏端和栅端以及输入放大单元的节点L3相连，MN5的源端与地线GND相连，MN8的栅端、 MN9的源端、MN6的漏端和栅端相连，MN6的源端与地线GND相连，MN9 的漏端与MP3的漏端相连，MN9的栅端与MN7的漏端和栅端、MN10的源端、MN11的源端、MN12的源端相连，MN7的源端与地线GND相连，MN10 的栅端和漏端、MN11的栅端、MN12的栅端、MP4的漏端相连，MN11的漏端与输入放大单元的节点L1相连，为输入放大单元提供直流偏置，MN12的漏端与输入放大单元的节点L2相连，为比较放大单元提供直流偏置。

所述偏置单元中所有P型MOS管的栅长相等，所有N型MOS管的栅长相等。

所述比较放大单元包括P型MOS管MP5、MP6、MP13、MP14，N型 MOS管MN13、MN14、MN15和电容C7组成；MP5的栅端与MP6的栅端和偏置信号线BIAS相连，MP5和MP6的源端与电源线VCC相连，MP13 的栅端与输入放大单元的节点L1相连，MP14的栅端与输入放大单元的节点 L2相连，MP13和MP14的源端、MP5的源端相连，MP13的漏端与MN13 的漏端和栅端相连，MP14的漏端与MN14的漏端、电容C7的一端、MN15的栅端相连，MN13、MN14的源端与地线GND相连，MN15的源端与地线GND 相连，MN15的漏端、电容C7的一端与MP6的漏端相连于节点L4，作为比较放大单元的输出。

所述整形输出单元包括P型MOS管MP7、MP8、MP9，N型MOS管 MN16、MN17、MN18、MN19；MN16和MN17的栅端与比较放大单元的节点L4相连，MN16、MN17的源端与地线GND相连，MN6的漏端与MP7的漏端、MN20的漏端、MP8和MN18的栅端相连，MP7的栅端与偏置信号线 BIAS相连，MP7的源端与电源线VCC相连，MN17的漏端与MN20的源端相连，MN20的栅端与MP9和MN19的栅端、MN18和MP8的漏端相连，MN18、 MN19的源端与地线GND相连，MP8和MP9的源端与电源线VCC相连，MN19 与MP9的漏端相连，作为整形输出单元的输出。

所述整形输出单元通过调节MP7的镜像电流I₀大小、MN17与MN16的宽长比比值、MN16的宽长比来调节整迟滞窗口大小，所述迟滞窗口大小为：

其中，I₀为通过MP7的镜像电流，n为MN17与MN16的宽长比比值，为MN16的宽长比，V_s为该比较器的迟滞窗口，μ_n为电子迁移率，c_ox单位栅电容系数。

本实用新型与现有技术相比的有益效果是：

(1)、本实用新型输入放大单元采用隔直电容过滤外部输入信号，结合自动校零技术，实现只传输交流小信号，前级直流失调以及低频1/f噪声被隔断，不能进入比较器；

(2)、本实用新型输入放大单元增加了阈值调节输入端，通过该阈值调节输入端电压幅值调整比较器的阈值，可以实现比较器阈值的随意调节；

(3)、本实用新型采用的偏置单元采用全MOS管实现，尽量采用栅长相等的器件，结构简单，同时简化版图的布局布线以及对称性；

(4)、本实用新型比较放大单元采用米勒电容，以牺牲工作带宽的代价来实现低通滤波，阻止高频噪声的传递；

(5)、本实用新型整形输出单元采用内部正反馈结构来实现迟滞，结构简单有效，不需要外部反馈，避免噪声干扰比较器的阈值。

附图说明

图1为本实用新型集成消失调、抗干扰的比较器电路原理图；

图2为本实用新型输入放大单元电路图；

图3为本实用新型偏置单元电路图；

图4为本实用新型比较放大单元电路图；

图5为本实用新型整形输出单元电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型作进一步详细的描述：

如图1所示，本实用新型提供了一种集成消失调、抗干扰的比较器电路原理图，该比较器采用两级开环比较器结构，由输入放大单元、偏置单元、比较放大单元和整形输出单元组成。主要针对输入失调电压和在噪声环境下的单转换两方面做了改进。输入放大单元采用隔直电容以及自动校零电路，只传输交流小信号，运放的直流失调以及低频1/f噪声被隔断，不能进入比较器，同时利用周期性的重复自动校零技术消除输入失调电压；偏置单元提供整体电路的直流工作点，利用全MOS管来实现；比较放大单元，提供足够的增益使得比较器能够达到足够的精度，牺牲部分带宽的情况下增加滤除噪声特性；整形输出单元采用内部正反馈来实现比较窗口的迟滞，从而提高了比较器的抗噪声能力。

如图2所示，输入放大单元为比较器电路的第一级，包括P型MOS管MP1、 MP11、MP12和N型MOS管MN1、MN2、MN3、MN4以及电容C1、C2、 C3、C4、C5、C6组成；差分输入端INA和INB分别与电容C1、C2的一端相连，电容C1的另一端连接MP11的栅端、MN1的漏端，电容C2的另一端连接MP12的栅端、MN2的漏端，MP11、MP12的源端相连并与MP1管的漏端相连，MP1的栅端与偏置信号线BIAS相连，MP1的源端与电源线VCC 相连，MP11的漏端与MN3的源端相连，MP12的漏端与MN4的源端相连， MN3、MN4的栅端相连，MN3、MN4的源端分别与地线GND相连，MN1和 MN2的栅端同时与消失调时钟信号INP相连，MN1的源端与电容C5的一端、 MP11的漏端以及MN3的漏端相连于节点L1，MN2的源端与电容C6的一端、 MP12的漏端以及MN4的漏端相连于节点L2，电容C5、C6的另一端与地线 GND相连，MN3、MN4的栅端相连于节点L3，节点L1和节点L2的信号为输入放大单元的输出。

输入放大单元还包括阈值调节输入端INC、IND，电容C3，C4，阈值调节输入端INC和IND分别与电容C3和C4的一端相连，C3的另一端与C1的另一端并联连接至P型MOS管MP11的栅端，C4的另一端与C2的另一端并联连接至P型MOS管MP12的栅端，通过调节INC、IND的电压幅值调整比较器的阈值。

INA和INB为比较器的输入接口，一般为前级放大器输出的差分信号信号， INC、IND为偏置信号输入接口，通过调节INC和IND输入信号的电压幅值来调整比较器的阈值窗口的基本原理如下所示：

ΔV₊＝ΔV_INA+ΔV_INC×C₃/C₁

ΔV_-＝ΔV_INB+ΔV_IND×C₄/C₂

由上式可以看出，在C1、C2、C3、C4确定的情况下，可以通过调节INC 和IND输入信号的电压幅值来调整由比较器的阈值窗口，INC、IND输入信号一般取与INA、INB输入信号相位相反的差分信号，INC输入信号的相位与INA 输入信号相位相差180°，IND输入信号的相位与INB输入信号相位相差180°。

INP为周期性方波信号，其频率与差分输入信号频率相同。在一个周期的前半个周期，N型MOS管MN1、MN2导通，设置直流偏置点，同时将储存在电容C5和C6中的输出失调电压叠加到输入端，因为失调电压与输入信号相位相反，故正好实现失调电压的自动调零；下半周期M1、M2关断，信号V+和V-传输，此时电容C1、C2起到的是隔直电容的作用，只传输交流小信号，所以运放的直流失调以及低频1/f噪声被隔断，不能进入比较器，该结构很好消除了输入信号的失调电压。

如图3所示，偏置单元包含P型MOS管MP2、MP3、MP4，N型MOS 管MN5、MN6、MN7、MN8、MN9、MN10、MN11、MN12组成；MP2、 MP3、MP4的栅端均与偏置信号线BIAS相连，MP2、MP3、MP4的源端与电源线VCC相连，MP2的漏端与MN8的漏端相连，MN8的源端与MN5的漏端和栅端以及输入放大单元的节点L3相连，MN5的源端与地线GND相连，MN8 的栅端、MN9的源端、MN6的漏端和栅端相连，MN6的源端与地线GND相连，MN9的漏端与MP3的漏端相连，MN9的栅端与MN7的漏端和栅端、 MN10的源端、MN11的源端、MN12的源端相连，MN7的源端与地线GND 相连，MN10的栅端和漏端、MN11的栅端、MN12的栅端、MP4的漏端相连， MN11的漏端与输入放大单元的节点L1相连，为输入放大单元提供直流偏置， MN12的漏端与输入放大单元的节点L2相连，为比较放大单元提供直流偏置。

MOS管MP2、MP3、MP4构成镜像电流源结构，MN10、MN11、M12 构成镜像电流源结构，MN7和MN9连接成二级管结构，MN7、MN9和MP4 构成主偏置支路，MN7、MN9、MN10、MN11构成第二级的输入直流偏置， MN5、MN6、MN8、MN9构成第一级的共模偏置，利用正反馈稳定第一级的直流共模偏置点，保证较宽第一级的共模偏置范围。

如图4所示，比较放大单元包括P型MOS管MP5、MP6、MP13、MP14， N型MOS管MN13、MN14、MN15和电容C7组成；MP5的栅端与MP6的栅端和偏置信号线BIAS相连，MP5和MP6的源端与电源线VCC相连，MP13 的栅端与输入放大单元的节点L1相连，MP14的栅端与输入放大单元的节点 L2相连，MP13和MP14的源端、MP5的源端相连，MP13的漏端与MN13 的漏端和栅端相连，MP14的漏端与MN14的漏端、电容C7的一端、MN15的栅端相连，MN13、MN14的源端与地线GND相连，MN15的源端与地线GND 相连，MN15的漏端、电容C7的一端与MP6的漏端相连于节点L4，作为比较放大单元的输出。差分对管的负载是一对简单的NMOS电流镜，输入级和输出级之间接电容C7，采用了简单的米勒补偿结构。这种结构的运放噪声特性好，共模范围下限较低，范围较宽。米勒补偿结构的电容C7，在采用不同的电容数值时，可以实现对运放带宽的调整。比较放大单元是典型的P沟道输入差分运放单元，是由PMOS差分对管输入级和倒相输出级组成。

如图5所示，整形输出单元包括P型MOS管MP7、MP8、MP9，N型 MOS管MN16、MN17、MN18、MN19；MN16和MN17的栅端与比较放大单元的节点L4相连，MN16、MN17的源端与地线GND相连，MN6的漏端与 MP7的漏端、MN20的漏端、MP8和MN18的栅端相连，MP7的栅端与偏置信号线BIAS相连，MP7的源端与电源线VCC相连，MN17的漏端与MN20 的源端相连，MN20的栅端与MP9和MN19的栅端、MN18和MP8的漏端相连，MN18、MN19的源端与地线GND相连，MP8和MP9的源端与电源线VCC 相连，MN19与MP9的漏端相连，作为整形输出单元的输出。MOS管MN18 和MP8，以及MN19和MP9构成的反向器，根据输出驱动要求可以调整宽长比来调整比较器输出的驱动能力与延迟时间，MN17构成正反馈支路，提供迟滞窗口，同时增加驱动能力，稳定输出电压。该结构可以驱动较大的容性负载，并且不牺牲比较器的速度，这一原理在数字缓冲器中很容易理解。与普通的开环比较器相比，本单元结构引入MN17构成正反馈支路，由此引入迟滞现象并加快转换速度。工作过程如下：当L4的电平为零时，MOS管MN16和MN17 处于截止状态，MN20也处于截止状态，反馈回路不起作用。随着L4电平逐渐增加，达到MN16、MN17的阈值后，MN16、MN17逐渐开启，反相器结构的 MN18和MP8的栅端电压(P点)逐渐降低，从而MN18和MP8的漏端电压 (Q点)逐渐增加，导致MN20逐渐开启，正反馈开始起作用，加快节点电荷的泄放速度。随着L4电位的增加，MN16、MN17以及MN20均工作于深线性区，正反馈作用消失；L4电位从VDD开始减小时，MN16、MN17、MN20由深线性区逐渐向饱和区过渡，反馈支路也开始起作用，随着L4电位的降低， MN16、MN17以及MN20开始截止，反馈支路反馈作用消失。简而言之，当 L4电位从低电平向高电平转换时，反馈支路的工作状态是由饱和区向线性区转换，而当L4电平从高电平向低电平转换时，反馈支路的工作状态是由线性区向饱和区转换，因此便可以通过改变反馈支路的工作点来产生迟滞。迟滞窗口大小为：

其中，I₀为MP7提供的镜像电流，n为MN17与MN16的宽长比比值，为MN16的宽长比，V_s为该比较器的迟滞窗口，μ_n为电子迁移率，c_ox单位栅电容系数。通过公式可知，可以通过调节MP7的镜像电流I₀大小以及 MN16、MN17的宽长比来实现调整迟滞窗口大小的目的。

该比较器结构采用了两级开环比较器结构，主要针对输入失调电压和在噪声环境下的单转换两方面做了改进。采用隔直电容以及自动校零电路，只传输交流小信号，运放的直流失调以及低频1/f噪声被隔断，不能进入比较器，同时利用周期性的重复自动校零技术消除输入失调电压；采用内部正反馈来实现比较窗口的迟滞，从而提高了比较器的抗噪声能力。

本实用新型说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。