级联谐振器的制作方法

本发明涉及级联谐振器，其能够特别地应用于电抗滤波器，以及由此制成的电抗滤波器。

对于现代移动通信设备，越来越多地要求滤波器具有高功率兼容性和极端的边沿陡度。高边沿陡度是重要的，因为单独的频带必须通过相应的滤波器彼此干净地分隔开来，并且通常来说，两个分隔开的频带之间只有很少的过渡区域可供使用。如果将滤波器作为tx滤波器使用，除了陡峭的边沿和功率兼容性外，为了最小化滤波器中的电损耗和声损耗，低插入损耗也是重要的。对滤波器的另一要求是邻近范围的高选择性。

为了获得滤波器的高边沿陡度，相对于电抗滤波器优选dms滤波器。然而，dms滤波器作为发射滤波器(tx滤波器)是不适用的，原因是它的功率兼容性低。

电抗滤波器有更好的功率兼容性，其由常见的单端谐振器构建而成。电抗滤波器可以通过saw以及通过baw谐振器实现，其中，后者具有特别的功率兼容性。然而，这种电抗滤波器会导致衰减不足。

在针对选定的移动通信带(例如带13)的特殊应用案例中，要求具有通带的tx滤波器，其具有十分陡峭的左边沿，使得滤波器相对带ns07分隔开。对于左边沿，在电抗滤波器中，由具有最高谐振频率的并联谐振器负责。为了构成这种陡坡，具有最高谐振频率的并联谐振器的静态电容必须小于其他并联谐振器的静态电容。

为了减小saw单端谐振器的静态电容同时顾及谐振器中叉指电极的最小数量，可以级联两个或更多个单端谐振器。然而，这会导致滤波器芯片表面上的高面积需求，并且增加了滤波器微型化的难度。为了代替横向方向上的级联，谐振器或叉指换能器的电气串联连接，其布置在同样的声道中，也是可行的。在这种情况下，如果和输出叉指数同样多的n个叉指换能器互相连接，则串联(in-line)连接的额外面积需求仅增加因数n。而在横向级联的情况下，所需的面积增加因数为n³。

本发明的目的是提供适用于电抗滤波器的saw谐振器，其能够实现具有低插入损耗的陡坡通带谐振器。

本发明用以达成上述目的的解决方案为具有权利要求1所给出特征的谐振器。本发明的有利实施方案参阅其他权利要求。

根据本发明的谐振器具有声道，其两侧被反射器限制。在声道中，在纵向方向中并排布置有两个叉指换能器。两个叉指换能器在两个接口之间通过电气方式串联连接。叉指换能器之一和/或反射器的n个末端换能器叉指形成过渡区域，或分配给过渡区域。过渡区域中的叉指周期，其被定义为相邻换能器叉指的叉指中心之间的或反射器中相邻反射器条的叉指中心之间的距离，相比其余换能器或反射器中的叉指周期更高。在此，数量n相对于叉指换能器的换能器叉指总数或反射器的反射器条总数是小的，其中，优选地：1<n<10。

过渡区域可以被布置在两个叉指换能器之间或叉指换能器与反射器之间。过渡区域可以包括两个相邻叉指换能器的末端换能器叉指，和/或包括叉指换能器的换能器叉指和相邻反射器的反射器条。

通过声道内在纵向方向上的电气串联连接，降低了谐振器的静态电容。通过两个相邻叉指换能器之间的过渡区域的特定布置，减少了上阻带边缘的导纳实部，并且与未作修改的换能器-换能器过渡相比，提高了串联谐振器的品质。利用品质更高的谐振器，可以构建插入损耗更低以及衰减更好的电抗滤波器。

如果反射器和换能器之间的过渡区域中的叉指周期也比换能器或反射器的其他区域的叉指周期更高，这将有助于谐振和反谐振频率之间的导纳走向得到改进，并将降低谐振频率之上的第一局部最大值。这同样降低了滤波器通带中的波纹度，并且随着谐振器品质的提高，插入损耗也减小。

具有更高叉指周期的过渡区域可以在两个纵向相邻的叉指换能器的两个彼此相对的端部上构成。同样地，过渡区域还可以在叉指换能器与反射器相对的端部，以及在反射器与换能器相对的端部上构成。

本发明涉及具有至少两个通过电气方式串联连接的换能器的谐振器。然而，该谐振器还可以包括两个以上的叉指换能器，其通过电气方式相互连接并被并排布置在声道中。两个接口，在其中叉指换能器互相连接，可以形成谐振器的电气通路，从而表现为谐振器的接口。

如果根据本发明的谐振器包括两个以上的叉指换能器，那么它们也可以部分并联并且部分串联地相互连接。在声道中纵向并排布置的叉指换能器可以包括任意的连接，至少包含一个串联连接，其中在串联连接内至少有两个叉指换能器并联连接。

在根据本发明的谐振器中，两个叉指换能器的电气连接可以通过共用的、电浮动的，即不连接到外部电位的总线电极来实现。然而，同样可行的是，通过非激励的电极叉指实现两个相邻换能器的连接，其与彼此相对的总线电极通过电气方式连接。这些非激励的换能器叉指，在下文被称为连接叉指，在此横穿过声道。

作为反射器工作的非激励连接叉指优选相对于激励电极叉指偏移地布置。

此外同样可行的是，在两个相邻的叉指换能器之间，在过渡区域的栅格中或在相邻的叉指换能器的法线栅格中布置多个反射器条。这些反射器条可以包含上述连接叉指，但是也可以作为单独的反射器插入到谐振器中。

根据本发明的优选实施例，所有叉指换能器的换能器叉指的连接顺序这样创建，即使得激励函数在谐振器的整个长度上不发生相位跳变。

从根据本发明的谐振器出发，同样可以构建出根据本发明的滤波器布置，其包括在滤波器输入和输出之间串联连接的谐振器(串联谐振器)和相对于固定电位并联连接的谐振器(并联谐振器)。在固定电位和并联谐振器之间，还可以布置电感器，特别是线圈。

在滤波器布置中，根据本发明至少构成一个并联谐振器，并且在声道内具有至少两个串联连接的叉指换能器，它们在布置时，要使得在两个叉指换能器之间或者在叉指换能器和反射器之间的各过渡区域中，具有更高的叉指周期。然而，同样可行的是，相应地构成多个并联谐振器，或者全部构成并联谐振器。一个或多个或全部串联谐振器也可以具有串联连接的叉指换能器。

根据本发明的滤波器布置中的并联谐振器，根据本发明的构造方案，具有不同的谐振频率。至少，具有最高谐振频率的并联谐振器要具有串联连接的叉指换能器以及根据本发明构成的过渡区域。

根据本发明的构造方案，在根据本发明的滤波器布置中，至少要为一个谐振器这样构成所述过渡区域，即通过过渡区域，使得叉指换能器相互的间隔相比过渡区域之外的换能器叉指栅格更高，从而导致相移。此时，要这样选择相移，即使得两个叉指换能器的信号在结构上发生重叠。在相移的角度phi满足以下等式的情况下，可以实现这一点：-90°≤phi≤90°

具有至少两个通过电气方式串联连接的换能器的谐振器，与仅具有相同数目叉指的叉指换能器的谐振器相比，静态电容减小。

下面参照实施例和九张附图对本发明予以详述。这些附图仅仅是示意性的，并不与实际尺寸成比例，所以不给出相对和绝对尺寸值。相同的或作用相同的零件标示有同样的标注。

其中：

图1示出了具有两个在声道中纵向串联连接的叉指换能器的谐振器；

图2示出了两个叉指换能器在过渡区域中的示例性叉指栅格；

图3示出了具有三个纵向串联连接的叉指换能器的谐振器；

图4示出了具有两个叉指换能器的谐振器，其借助通过电气方式横跨过声道的连接叉指纵向串联连接；

图5示出了具有七个叉指换能器的谐振器，其通过电气方式部分串联且部分并联地连接；

图6示出了根据本发明的谐振器的电导和不根据本发明的谐振器的电导的对比；

图7示出了根据本发明的谐振器的导纳与不根据本发明的谐振器的导纳的对比；

图8示出了金属化率g和叉指周期p在纵向方向上随叉指数量的变化走向；

图9示出了示例性的滤波器布置，在其中根据本发明构成了至少一个并联谐振器；

图10示出了根据本发明的电抗滤波器在各种属性上与不根据本发明的电抗滤波器的比较。

图1示出了根据本发明的谐振器res的金属化结构的示意图。在声道内，在第一反射器ref1和第二反射器ref2之间布置有第一叉指换能器w1和第二叉指换能器w2，其在第一和第二接口t1、t2之间串联连接。为了清楚起见，反射器ref和换能器w在示出时，其换能器叉指或电极叉指的数量大大减少。同样地，图中并未示出至少存在于两个电气连接的叉指换能器w1和w2之间的过渡区域。但是，根据本发明的谐振器，其过渡区域中的叉指周期p相比其余换能器区域中的叉指周期更高。第一和第二换能器w1和w2之间的电气串联连接通过共用的电气浮动总线电极来实现，共用的电气浮动总线电极共同分配给两个通过电气方式连接的换能器。

图2示出了根据本发明的谐振器在第一换能器w1和第二换能器w2之间的过渡区域中的叉指结构的截面图。过渡区域在这里涵盖了相邻的、以及通过电气方式相互连接的换能器w1、w2的两个彼此相对的端部。因此，过渡区域包括两个相邻的叉指换能器的末端电极叉指。换能器的末端换能器叉指形成边缘区域，例如，第一换能器w1的边缘区域rb1和第二换能器w2的第二rb2。在各个换能器w的其余区域，叉指周期p0被设定为近似恒定，其通过两个相邻叉指的叉指中心之间的距离测得，而布置于边缘区域rb的电极叉指具有相比p0更高的叉指周期p1。在所示的实施例中，两个边缘区域rb1、rb2各包括四个电极叉指。过渡区域在这里包括两个边缘区域rb1、rb2，因此具有八个电极叉指。然而同样可行的是，在边缘区域布置更多或更少数量的电极叉指，或者在具有较高叉指周期p1的边缘区域布置更少或更多数量的电极叉指。

同样可行的是，整个过渡区域包含两个边缘区域，其具有不同数量的电极叉指。

通过相应的方式，也可以在换能器w和反射器ref之间构成过渡区域，其包括末端的电极叉指和/或末端的反射器叉指，其在过渡区域中具有更高的叉指周期。

在根据本发明的谐振器中，过渡区域中的叉指周期p1不必具有恒定值。可行的是，过渡区域中的两个相邻叉指的各个叉指周期在构成时各不相同，但是过渡区域中的叉指周期p1总是比相应换能器和/或反射器的其余区域中的叉指周期p0更大。

图3示出了根据本发明的谐振器的金属化结构，其中第一叉指换能器w1、第二叉指换能器w2和第三叉指换能器w3在声道内的纵向方向上串联连接于两个电气接口之间。每两个相邻的叉指换能器w的连接分别通过浮动总线电极实现，其将例如换能器w1和w2或换能器w2和w3通过电气方式相互连接起来。在两侧对声道加以限制的反射器ref1和ref2可以是电浮动的，但是优选地与固定电位连接，尤其连接到地。

视反射器的外部连接之一是否包括接地电极而定，可以将各个反射器通过电气方式与该接地电极连接。根据本发明的过渡区域在每两个彼此相邻的叉指换能器之间构成，并且还可以在末端叉指换能器和相邻反射器ref之间的过渡区域中额外构成。

图4示出了另一实施例的金属化结构，其中第一和第二叉指换能器在纵向方向上通过电气方式串联连接于两个接口之间。第一和第二叉指换能器之间的串联连接通过至少一个连接叉指vf实现，连接叉指vf横穿过声道，通过电气方式将两个彼此相对的总线电极连接起来。同样在这里，在第一叉指换能器和第二叉指换能器之间，还构成了叉指周期更高的过渡区域。连接叉指vf在这里是叉指结构的一部分，其具有更高的叉指周期。

两个相邻的叉指换能器w的电气连接也可以包括一个以上的连接叉指vf。图中示出了两个连接叉指vf。在图中，相邻换能器之间、换能器和反射器之间以及换能器和连接叉指vf之间的边界用点划线表示，以简化结构的分配。

图5示出了根据本发明的另一种谐振器的金属化结构，其中总共有七个叉指换能器通过电气方式相互连接。第一换能器w1直接连接在第一和第二接口t1、t2之间。此外，在两个接口t1、t2之间连接有由叉指换能器w2、w3和w4组成的第一串联连接。叉指换能器w2'、w3'和w4'的另一个串联连接同样连接在两个电气接口t1、t2之间。从中得出第一和第二串联连接和第一叉指换能器w1的并联连接。

这样的构造方案的优点在于，谐振器的静态电容能够设定得尤其精细。另一个优点是可以设定与纵向模式对应的激励曲线。然而，根据本发明的谐振器也可以具有类似的、不一定对称构成的部分连接，其由换能器的串联和并联连接构成。

串联连接的叉指换能器中的换能器叉指数量不一定相同。相邻的叉指换能器之间，或一般来说，同一个声道内的叉指换能器之间的叉指周期可以相同，也可以稍微不同。

对于根据本发明的谐振器的所有实施例，由于其与电容并联连接，因此更适合于陡坡滤波器。这样的电容可以例如通过叉指换能器实现，其具有与谐振器不同的、尤其是更小的叉指周期。与谐振器并联连接的、作为电容使用的换能器可以被布置为纵向延伸到谐振器的形式。然而同样可行的是，也可以将其相对于声道偏移布置、尤其是垂直于声道布置，使得在这个作为电容工作的换能器中产生的声波能够在需要时相对于谐振器旋转90°传播。

图6通过三条不同类型的曲线，示出根据本发明的换能器或谐振器和其他不同的、部分已知的谐振器和换能器的对比。曲线r1至r3示出了在外部声换能器通路处的短路反射p11，其分别在没有反射器的情况下测得。其中，索引1对应于根据本发明构成的换能器的曲线，而具有索引2的曲线则是指在纵向上串联连接、在过渡区域中未作修改的叉指换能器。索引3的曲线是指具有横向级联的叉指换能器。

曲线a1至a3表示谐振器的声道的换能器导纳实部，但没有反射器。曲线k1至k3表示整个谐振器的频率上的电导走向，即，包括反射器在内的完整的声道。在根据本发明的谐振器的电导曲线k1中，最明显的是，主要最大值之上的次级最大值降低，并且比曲线k2更接近主要最大值，曲线k2是指在过渡区域中未作修改的谐振器。

在短路反射r的曲线阵列中指出，上阻带边缘从r3经过r2向r1一直移动到更低的频率，即更接近电导的最大值。在上阻带边缘之上，滤波器重新可穿透，其在所有曲线r中以局部最小值示出。

图7示出了基于三条曲线a1、a2、a2'的谐振器导纳实部。a2和a2'表示与叉指换能器纵向串联连接的谐振器的导纳，但是在换能器之间或换能器与反射器之间的过渡区域中未作修改。曲线a2'与曲线a2相同，但相对于a2偏移了-2393ppm，因此它根据曲线a1进行了缩放布置，以便将主极大值推移到一处，从而能够更好地比较曲线。在比较曲线a1和a2'时指出，位于主要最大值之上的次级最大值在曲线a1中，即在根据本发明的谐振器中，更接近于主要最大值，并且具有较小的高度。

图8示出了，在根据本发明的谐振器中，可以如何修改过渡区域中的叉指周期p和金属化率η。和针对图6和图7的情况一样，这里考虑的是在两个反射器ref之间共有三个叉指换能器w的谐振器，相当于图3所示。换能器叉指或反射器叉指的相应数量用作x轴的测量单位。通常，两个反射器ref1和ref2中的叉指周期p相比叉指换能器的叉指周期更高。而金属化率，即在纵向x轴上用于指定金属化表面占比的尺度，则与此相反，在反射器和换能器内部采用同样的值。另外，在第一反射器ref1和第一换能器w1之间以及第一换能器w1和第二换能器w2之间、第二换能器w2和第三换能器w3之间以及第三换能器w2与第二反射器ref2之间的边界上的过渡区域中，情况与之相反。这里，叉指周期p和金属化率η在八到十个叉指的范围内大大增加。期间，叉指周期在叉指换能器的中心区域中以2.444μm的最小值波动，在两个中间过渡区域中以2.567μm的值波动。金属化率η在反射器中和在叉指换能器内部以0.550的值波动，在过渡区域的中心以0.575的最大值波动。图8所示的实施例将p和η在过渡区域中的曲线指定为连续的曲线。也就是说，这些值在朝向过渡区域中心时连续上升，之后连续下降。在该实施例中，该曲线在所有过渡区域中被设定为几乎相同的形式。

然而同样可行的是，可以至少让叉指周期通过一个或多个阶段在过渡区域中心位置上升到最大值。然而，从制造技术的观点来看，让p和r|η在过渡区域中呈现出连续曲线的行为是有利的，因为这对于所使用的金属化方法，即所使用的金属化的结构化方法来说是有利的。在本发明另外可能的实施方案中，在每两个相邻叉指之间测定的叉指周期具有不同的值，但是在过渡区域中既不构成连续曲线，也不构成平顶曲线。

图9通过示意图，示出电抗滤波器的一种可能的结构，其至少在一个并联谐振器中具有一个根据本发明的谐振器。所示的电抗滤波器由连接在第一接口t1和第二接口t2之间的串联分支zs组成。在串联分支zs中串联连接有三个谐振器rs，分别是第一串联谐振器rs1、第二串联谐振器rs2和第三串联谐振器rs3。与串联分支zs并联连接有两个并联分支zp1和zp2，在其中分别布置有一个并联谐振器rp1、rp2。并联分支将串联分支zs与固定电位连接，通常与地连接。

谐振频率可以在全部谐振器中彼此相对地略微偏移，从而导致通带扩大。具有最高谐振频率的并联谐振器rp在所示的电抗滤波器中经历最高功率，特别是当滤波器用作发射滤波器时。因此，该并联谐振器优选地根据本发明构成，其具有最高的谐振频率。通过根据本发明的构造，谐振器基本上具有更加稳定的功率，而且无需具有更高的静态电容。

在图10中，两种类型的曲线在同一个示意图中相互重叠，其示出了根据本发明的谐振器的各种属性，以及根据本发明的谐振器制造而成的电抗滤波器的各种属性。图中所示为根据本发明的谐振器的实部ra和导纳值ba。根据本发明的谐振器，其曲线ra和ba标有索引1，与不根据本发明的谐振器，或不具有根据本发明的谐振器的滤波器相比，其曲线ra和ba标有索引2，前者的优势一目了然。第三对曲线tf1、tf2表示例如图9所示的电抗滤波器的传递函数，在该电抗滤波器中根据本发明构成有并联谐振器。

在比较两个传递函数tf1、tf2时，本发明的显着优点是显而易见的。在根据本发明的滤波器的传递函数tf1中，通带中会导致小断点的小波纹完全被平衡和平滑，而这样的小波纹在不根据本发明的滤波器中很常见。

本发明仅借助几个实施例来加以阐述，并非仅限于这些实施例。可以得出其他变型方案，特别是相互连接的叉指换能器的数量和规格发生变化，或是叉指换能器中的电极叉指数量发生变化，各个叉指换能器的叉指数量可以各不相同。另一种变型方案在于连接方式的不同，其不限于图1至图5所示的连接方式。在实施例中，不管是重叠长度，即衡量激励强度的尺度，还是叉指周期，在换能器内部，即过渡区域之外，都表现为恒定的值。然而，也可以为谐振器和仅仅为某一个叉指换能器改变叉指周期、金属化率和激励强度。

根据本发明的谐振器可用于不同于图9所示电抗滤波器的其他电抗滤波器。不同之处尤其体现在，并联分支zp数量更多、串联谐振器rs数量更多或更少、串联谐振器和并联分支在两个接口t1和t2之间的顺序不同。电抗滤波器可以完全由saw谐振器构成，并且根据本发明在根据本发明的过渡区域中的至少一个谐振器中构成。然而同样可行的是，针对各个谐振器使用不同的类型。此外可行的是，不管是各个谐振器，还是整个滤波器，都可以通过另外的无源开关元件，例如已经提到的电容，加以修改，其可以与各个谐振器并联或与整个电抗滤波器并联。此外可行的是，串联电感既可以在串联分支zs中连接，也可以在每一个单独的并联分支zp中连接。

附图标记说明

res谐振器

as声道

ref反射器

w叉指换能器

t接口

res谐振器

wf换能器叉指

rb边缘区域

p叉指周期

n过渡区域中换能器叉指的数量

rs串联谐振器

rp并联谐振器

zs串联分支

zp并联分支

vs连接结构

a,ba,ra导纳

r短路反射

k电导

η金属化强度eta

tf传递函数

ueb过渡区域