振荡器电路及其相关方法与流程

【技术领域】

本发明涉及一种时钟源设计，更具体地说，涉及一种具有可重构振荡放大器和/或混合振幅校准电路的振荡器电路及其相关方法。

背景技术：

在各种电路中通常需要参考时钟。例如，时钟源可以被晶体振荡器用于提供所需的参考时钟，其中，在晶体振荡器中使用的石英晶体谐振器的操作类似于被调谐到所选择的谐振频率的谐振电路。为了初始化和对石英晶体谐振器保持应变(strain)，晶体振荡器包括跨接在晶体节点的振荡放大器。晶体振荡器可能需要在不同模式下操作以产生用于不同系统方案的参考时钟。此外，当存在从当前操作模式转换到下一操作模式的模式转换时，可能需要振幅校准(amplitudecalibration)来控制振荡幅度以用于实现良好的晶体振荡器输出噪声性能。因此，需要一种能够支持不同操作模式的创新的振荡放大器设计和/或具有快速稳定(settling)、低功耗和高性能的创新的振幅校准设计。

技术实现要素：

因此，本发明的目的之一在于提供一种具有可重构振荡放大器和/或混合振幅校准电路的振荡器电路及其相关方法。

依据本发明第一方面，提供一种示范性振荡器电路。该示范性振荡器电路包括：可重构振荡放大器，被配置为并联耦接于谐振电路。其中，所述可重构振荡放大器支持不同的电路配置分别用于不同的操作模式；所述可重构振荡器放大器包括由不同电路配置共享的至少一个电路元件；以及所述可重构振荡放大器被配置为在不同电路配置的其中之一使用不同操作模式的其中之一。

依据本发明第二方面，提供一种用于配置振荡放大器的示范性方法，所述振荡放大器并联耦接于谐振电路。该示范性方法包括：当需要所述振荡放大器进入第一操作模式时，配置所述振荡放大器采用第一电路配置；以及当需要所述振荡放大器进入不同于所述第一操作模式的第二操作模式时，配置所述振荡放大器采用不同于所述第一电路配置的第二电路配置，其中所述第一操作模式中使用的至少一个电路元件在所述第二操作模式中被再利用。

依据本发明第三方面，提供一种示范性振荡器电路。该示范性振荡器电路包括振荡放大器和混合振幅校准电路。振荡放大器被配置为并联耦接于谐振电路。混合振幅校准电路被配置为在从所述第一操作模式到所述第二操作模式的模式转换期间对所述谐振电路产生的振荡信号执行振幅校准，以确定所述振荡放大器的最终的偏置设定，其中所述混合振幅校准电路通过使用不同的振幅校准方案来决定所述最终的偏置设定。

上述振荡器电路及其相关方法可降低生产成本。

为了对本发明的上述及其它方面有更佳的了解，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

【附图说明】

图1是根据本发明实施例的时钟源的示意图。

图2是由图1所示的可重构振荡放大器所支持的不同电路配置的示意图。

图3是根据本发明实施例启动配置、低功率配置和高性能配置的特征的示意图。

图4是根据本发明实施例的可重构振荡放大器的示意图。

图5是根据本发明实施例的启动模式下可重构振荡放大器的等效电路图。

图6是根据本发明实施例的低功率模式下可重构振荡放大器的等效电路图。

图7是根据本发明实施例的高性能模式下可重构振荡放大器的等效电路图。

图8是根据本发明实施例的混合振幅校准电路的示意图。

图9是根据本发明实施例的混合振幅校准电路在第一阶段的示意图。

图10是根据本发明实施例的混合振幅校准电路在第二阶段的示意图。

图11是根据本发明实施例的混合振幅校准电路在第三阶段的示意图。

【具体实施方式】

在说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件。本领域的技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求书当中所提及的“包含”和“包括”为开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于……”。以外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接到第二装置，则代表该第一装置可直接电气连接于该第二装置，或通过其他装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。

图1是根据本发明实施例的时钟源的示意图。例如，时钟源100可以是晶体振荡器，包括谐振电路(例如，石英晶体谐振器)102、多个电容器104和106、以及振荡器电路108。在本实施例中，振荡器电路108包括可重构振荡放大器(reconfigurableoscillatoramplifier)110和混合振幅校准电路(hybridamplitudecalibrationcircuit)112。电容器104和106分别耦接于振荡器电路108的节点vx1和vx2。可重构振荡放大器110并联耦接于谐振电路102。即，可重构振荡放大器110跨接于谐振电路102的节点vx1和vx2。可重构振荡放大器110是有效的(operative)以初始化和维持谐振电路102上的应变，以使得具有所需频率和受控振幅的振荡信号xo_in和xo_out分别从谐振电路102的节点vx1和vx2产生。在本实施例中，可重构振荡放大器110支持不同的电路配置以分别用于不同的操作模式。此外，可重构振荡放大器110具有由不同的电路配置共享的至少一个电路元件(例如，有源器件(一个或多个)和/或无源器件(一个或多个))。由于具有硬件共享的振荡放大器可减少用于实现不同电路配置所需的电路元件的数量，可重构振荡放大器110可使用较小的芯片面积来实现，从而降低了生产成本。

图2是由图1所示的可重构振荡放大器110所支持的不同电路配置的示意图。举例来说，而非限制，由可重构振荡放大器110所支持的不同电路配置可以包括至少一个启动(start-up)配置(其被设计为启动模式)、高性能(highperformance)配置(其被设计为高性能模式)、低功率(lowpower)配置(其被设计为低功率模式)。可重构振荡放大器110被配置为在不同操作模式的其中之一下使用不同电路配置的其中之一。例如，当需要可重构振荡放大器110进入启动模式时，可重构振荡放大器110被配置为使用启动配置；当需要可重构振荡放大器110进入低功率模式时，可重构振荡放大器110被配置为使用低功率配置；以及当需要可重构振荡放大器110进入高性能模式时，可重构振荡放大器110被配置为使用高性能配置。当从当前的操作模式到下一操作模式的模式转换发生时，可重构振荡放大器110被配置为从当前电路配置切换到不同的电路配置。如图2所示，可重构振荡放大器110可在启动配置和高性能配置之间进行切换，也可以在启动配置和低功率配置之间切换，还可以在高性能配置和低功率配置之间切换。应当指出的是，当需要有从高性能模式到低功率模式的模式转换时，可重构振荡放大器110可以首先被配置为具有启动配置，然后被配置为具有低功率配置；以及当需要有从低功率模式到高性能模式的模式转换时，可重构振荡放大器110可以首先被配置为具有启动配置，然后被配置为具有高性能配置。

时钟源100可以由电子设备使用。当电子设备上电时，需要可重构振荡放大器110最初进入启动模式用于强制谐振电路102开始振荡。在一个实施例中，具有启动配置的可重构振荡放大器110具有大跨导(gm)，以提供较大的驱动电流给谐振电路102，从而加快了启动过程。当电子设备进入正常/活动模式(normal/activemode)时，可重构振荡放大器110可能需要进入高性能模式。在一个实施例中，具有高性能配置的可重构振荡放大器110具有含很少谐波含量的较大基本电压，以改善噪声性能(例如，低闭合(close-in)相位噪声(也可称临近载波的相位噪声)和低远端(far-out)相位噪声(也可称扩展相位噪声或远离载波的相位噪声))。当电子设备进入暂停/待机模式时，可重构振荡放大器110可能需要进入低功率模式以节省功率。在一个实施例中，具有低功率配置的可重构振荡放大器110提供能够维持谐振电路102振荡的小驱动电流。

图3是根据本发明实施例启动配置、低功率配置和高性能配置的特征的示意图。关于在目标振荡频率f0处的跨导gm，启动配置的跨导gmstrup比高性能配置的跨导gmhpm大，并且高性能配置的跨导gmhpm比低功率配置的跨导gmlpm大。关于晶体振荡器的平均功耗pavg,osc，高性能模式(其中运行高性能配置)下的平均功耗phpm比低功率模式(其中运行低功率配置)下的平均功耗plpm大。此外，启动模式(其中运行启动配置)下的平均功耗在谐振电路102开始振荡的时候具有最大值。关于由谐振电路102产生的振荡信号xo_in和xo_out的振幅aosc，在可重构振荡放大器110具有高性能配置的条件下，所产生的振荡信号xo_in和xo_out的振幅ahpm大于在可重构振荡放大器110具有低功率配置的条件下所产生的振荡信号xo_in和xo_out的振幅alpm。

如图3所示，可以在模式转换期间(例如，从当前操作模式切换到下一操作模式(如高性能模式或者低功率模式)的模式转换)执行振幅校准，以优化振荡器的功率和性能，例如相位噪声和频率误差。更具体地，随着模式转换期间执行的振幅校准，在接下来的操作模式中使用的振荡器放大电路的配置可以更具鲁棒性(robust)。在本实施例中，在从第一操作模式到第二操作模式(例如，高性能模式或低功率模式)的模式转换过程中，混合振幅校准电路112被配置为对从谐振电路102产生的振荡信号xo_in执行振幅校准，以确定可重构振荡放大器110的最终的偏置设定sbias(例如，偏置电流或偏置电压)。在本实施例中，混合振幅校准电路112通过联合使用不同的振幅校准方案，例如连续时间振幅校准和离散时间振幅校准，以确定最终的偏置设定sbias。以这种方式，混合振幅校准电路112能获得来自于连续时间振幅校准和离散时间振幅校准两者的好处。例如，相比于需要多次冗长的振荡器稳定的典型离散时间振幅校准，需要单次振荡稳定的连续时间振幅校准具有更短的校准时间。对于另一范例，相比遭受噪声和/或功耗以保持闭环(closedloop)的连续时间振幅校准，所提出的离散时间振幅校准可以被适当设计为具有更低的功耗和更好的噪声性能。

振荡器电路108，包括所提出的可重构振荡放大器110和所提出的混合振幅校准电路112的更多实施细节，说明如下。

图4是根据本发明实施例的可重构振荡放大器的示意图。例如，图1所示的可重构振荡放大器100可以利用图4所示的可重构振荡放大器400来实现。在本实施例中，可重构振荡放大器400包括多个晶体管mp1,mp2,mn、多个开关sw1,sw2,sw3,sw4,sw5、源极退化电路(sourcedegenerationcircuit)402、开关控制器404、多个电阻器r1,r2、以及电容器c1，其中开关sw3、电阻器r1和电容器c1形成一个可重构电阻-电容(rc)电路406。如图4所示，各晶体管mp1和mp2是p沟道金属氧化物半导体(pmos)晶体管，其具有第一连接节点(例如，源极s)、第二连接节点(例如，漏极d)、和控制节点(例如，栅极g)，晶体管mn是n沟道金属氧化物半导体(nmos)晶体管，其具有第一连接节点(例如，漏极d)、第二连接节点(例如，源极s)、和控制节点(例如，栅极g)。

关于晶体管mp1，其第一连接节点耦接到第一参考电压(例如，电源电压vdd)，其第二连接节点耦接到晶体管mp2的第一连接节点。此外，晶体管mp1的第二连接节点通过开关sw1选择性地耦接到第一参考电压vdd，并通过开关sw2选择性地耦接到可重构rc电路406。关于晶体管mp2，其第一连接节点耦接到晶体管mp1的第二连接节点，其第二连接节点连接至谐振电路102的一个节点vx2，以及其控制节点通过开关sw4选择性地耦接到谐振电路102的另一个节点vx1。关于晶体管mn，其第一连接节点耦接至谐振电路102的一个节点vx2，其控制节点耦接至谐振电路102的另一节点vx1，以及其第二连接节点耦接到源极退化电路402并通过开关sw5选择性地耦接到第二参考电压(例如，接地电压gnd)。如图4所示，电阻器r2耦接于谐振电路102的节点vx1和vx2之间。如果开关sw4被接通，则电阻器r2可以作为晶体管mn和mp2两者的自偏置电路(self-biascircuit)，以及如果开关sw4被关断，则电阻器r2可以作为用于晶体管mn的自偏置电路。关于可重构rc电路406，电容器c1被串联耦接于电阻器r1，开关sw3被并联耦接于电阻器r1。

开关sw1的通/断状态决定晶体管mp1是否被旁路。开关sw2的通/断状态决定可重构rc电路406是否被连接到晶体管mp1和mp2。开关sw3的通/断状态决定电阻器r1是否被旁路。开关sw4的通/断状态决定晶体管mp2的控制节点是否通过电阻器r2而被自偏置。开关sw5的通/断状态决定源极退化电路402是否被旁路。通过开关sw1-sw5的适当设置，可重构振荡放大器400可被配置为采用启动配置、高性能配置和低功率配置中的其中之一。在本实施例中，开关控制器404用来根据操作模式mode产生开关控制信号s1,s2,s3,s4,s5，其中开关sw1-sw5的通/断状态分别由开关控制信号s1-s5控制。例如，当开关控制信号由第一逻辑电平(例如，“1”)设置时，相关的开关被接通；当开关控制信号由第二逻辑电平(例如，“0”)设置时，相关的开关被关断。

当操作模式mode是启动模式时，开关控制器404可将开关控制信号s1-s5分别设置为“1”,“1”,“0”,“1”和“1”。图5是根据本发明实施例的启动模式下可重构振荡放大器400的等效电路图。负gm、自偏置晶体管mp2和mn直接由第一参考电压vdd提供。因此，启动配置的大环路增益可以加快启动过程。例如，实际的启动时间可以是300us。在正常情况下，当振荡信号xo_in的振幅达到预定水平时，启动过程结束。然而，可能的是，振荡信号xo_in的振幅在可接受的时间段内未达到预定水平。因此，可以实施超时保护机制以自动终止启动过程。在本实施例中，串联连接的电容器c1和电阻器r1可被配置为具有大的rc延迟，以提供超时保护。因此，当大的rc延迟结束时，启动过程将自动终止。

当操作模式mode是低功率模式时，开关控制器404可将开关控制信号s1-s5分别设置为“0”,“1”,“1”,“1”和“1”。图6是根据本发明实施例的低功率模式下可重构振荡放大器400的等效电路图。偏置设定vb被应用至晶体管mp1的控制节点，使得晶体管mp1被偏置以充当电流源。晶体管mp2和mn被用来提供负gm，并由受控电流源(即，偏置晶体管mp1)提供电流供给。偏置设定vb使晶体管mp1具有仍然能够允许谐振电路102维持其振荡的最小电流输出。以这种方式，可以有效地降低功耗，以满足低功率要求。在本实施例中，可重构rc电路406的电容器c1被再利用以作为交流电(ac)低阻抗路径。交流电低阻抗路径防止受控电流源(即，偏置晶体管mp1)造成晶体管mp2退化，从而避免了gm退化。按照低功率配置，实际平均电流可以为15ua，小于高性能模式的1/40，振荡信号xo_in的实际振幅可以是600mv或更小，折衷(trade-off)于功率和在变化的环境下的鲁棒性之间。

当操作模式mode是高性能模式时，开关控制器404可将开关控制信号s1-s2和s4-s5分别设置为“0”,“0”,“0”和“0”。图7是根据本发明实施例的高性能模式下可重构振荡放大器400的等效电路图。只有晶体管mn用来提供负gm，其允许振荡信号xo_in的最大振幅。晶体管mp1和mp2被共源共栅(cascoded)以充当电流源。偏置设定由vb1和vb2组成，其中vb1被应用至晶体管mp1的控制节点，以及vb2被应用至晶体管mp2的控制节点。相比仅使用晶体管mp1实现电流源，使用共源共栅的晶体管mp1和mp2实现的电流源可增强谐振槽路阻抗(tankimpedance)以及改进电源抑制比(powersupplyrejectionratio，psrr)以具有更高的性能。另外，在更大的振荡幅度期间增加源极退化电路402以实现更好的闭合(close-in)相位噪声性能、降低的负阻(negativeresistance，nr)变化和增强的谐振槽路阻抗。例如，实际的相位噪声在偏移载波频率1hz和100khz处可以分别低于-50dbc/hz和-155dbc/hz。

应当指出，图4所示的电路设计只是可重构振荡放大器的一个范例，并不意味着是本发明的限制。例如，源极退化电路402、rc电路406和电阻器r2(其充当自偏置电路)的至少一个可以根据实际的设计考虑而省略。

如上所述，可以在从当前操作模式切换到下一操作模式的模式转换过程中执行振荡幅度校准，以在下一操作模式中保持良好的噪声性能。图8是根据本发明实施例的混合振幅校准电路的示意图。例如，图1所示的混合振幅校准电路112可以使用图8所示的混合振幅校准电路800来实现。在本实施例中，混合振幅校准电路800通过联合使用连续时间振幅校准和离散时间振幅校准来确定用于一种操作模式(例如，高性能模式或低功率模式)的最终的偏置设定sbias。图6所示低功率配置所需要的偏置设定vb或图7所示的高性能配置所需要的偏置设定(vb1,vb2)可以由最终偏置设定sbias直接或间接地进行设置。例如，当最终偏置设定sbias是偏置电流设定时，偏置设定vb或(vb1,vb2)可通过电流-电压转换由最终偏置设定sbias来间接设置。对于另一范例，当最终偏置设定sbias是偏置电压设定时，偏置设定vb或(vb1,vb2)可以由最终偏置设定sbias直接设置。然而，这些仅用于说明目的，并不意味着是本发明的限制。

如图8所示，混合振幅校准电路800包括连续时间振幅校准电路802和离散时间振幅校准电路804。连续时间振幅校准电路802包括振幅整流器(amplituderectifier)812和偏置反馈电路814。离散时间振幅校准电路804包括比较器822、数字有限状态机(finitestatemachine，fsm)824、偏置调整电路826、以及存储装置828。混合振幅校准电路800在不同阶段(differencephase)顺序操作，以确定并输出最终偏置设定sbias给可重构振荡放大器110。为了更好地理解混合振幅校准电路800的技术特征，若干开关sw1’,sw2’,sw3’,sw4’可以用来说明混合振幅校准电路800在不同阶段的切换。然而，使用开关sw1’-sw4’来控制混合振幅校准电路800的不同阶段的切换仅是为了说明的目的，并不意味着是本发明的限制。可替代地，混合振幅校准电路800中的各电路块可以在混合振幅校准电路800的不同阶段被选择性地使能或禁能。

当混合振幅校准由于模式转换而被使能时，混合振幅校准的第一阶段开始。在混合振幅校准的第一阶段，开关sw1’被接通以及开关sw2’,sw3’和sw4’被关断，如图9所示。连续时间振幅校准电路802被使能以对振荡信号xo_in执行连续时间振幅校准，以确定可重构振荡放大器110的第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)。振幅整流器812将振荡信号xo_in的振幅vamp,xo转换成直流(dc)电压电平vdc。接着，偏置反馈电路814将直流电压电平vdc与参考振幅电平进行比较以自适应地及连续地调节第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)。如上所述，混合振幅校准是在从第一操作模式到第二操作模式(例如，低功率模式或高性能模式)的模式转换期间执行的。在第二操作模式是低功率模式的情况中，用于低功率模式的参考振幅电平reflpm由偏置反馈电路814所使用。在第二操作模式是高性能模式的另一情况中，用于高性能模式的参考振幅电平refhpm由偏置反馈电路814所使用。振荡信号xo_in的振幅受应用至可重构振荡放大器110的第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)所影响。由于闭环校准是通过连续时间振幅校准电路802执行的，第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)在直流电压电平vdc大致等于参考振幅电平(例如，reflpm或refhpm)时将会收敛/稳定(converged/settled)。

当第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)收敛/稳定时，混合振幅校准的第一阶段结束，混合振幅校准的第二阶段开始。在混合振幅校准的第二阶段中，开关sw1’,sw2’和sw3’被接通，以及sw4’被关断，如图10所示。离散时间振幅校准电路804被使能，通过比较第二偏置设定ical(或vcal)与第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)，对第二偏置设定ical(或vcal)执行离散时间振幅校准。比较器822接收由连续时间振幅校准电路802稳定的第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)，并比较第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)与第二偏置设定ical(或vcal)以产生一个比较结果给数字fsm824。数字fsm824可以采用逐次逼近算法(即，数字二进制搜索算法)来确定数字控制字(digitalcontrolword)isel的每个比特(bit)[x]。例如，数字fsm824最初设置数字控制字isel的最高有效位(mostsignificantbit，msb)为1以及设置数字控制字isel的剩余位为0，并且产生第二偏置设定ical(或vcal)至比较器822。因此，第一比较结果被数字fsm824用来确认数字控制字isel的msb。接着，数字fsm824更新数字控制字isel的第二msb为1，并产生更新后的第二偏置设定ical(或vcal)至比较器822。因此，第二比较结果被数字fsm824用来确认数字控制字isel的第二msb。假设数字控制字isel具有n比特，在n个比较结果由比较822依次产生之后，便连续地确定了数字控制字isel的各个比特。由于逐次逼近算法的固有特性，最后由离散时间振幅校准找到的第二偏置设定ical(或vcal)接近或等同于第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)。应当指出，在混合振幅校准的第二阶段确定的第二偏置设定ical(或vcal)没有输出到可重构振荡放大器110。

当第二偏置设定ical(或vcal)被最终确定(即，数字控制字isel的所有比特被确定)时，混合振幅校准的第二阶段结束，以及混合振幅校准的第三阶段开始。在混合振幅校准的第三阶段，开关sw1’,sw2’和sw3’被关断，并且开关sw4’被接通，如图11所示。在此时刻第二偏置设定ical(或vcal)被输出作为最终偏置设定sbias用于第二操作模式(例如，低功率模式或高性能模式)，同时没有第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)被提供给可重构振荡放大器110。换句话说，当可重构振荡放大器110在第二操作模式操作时，最终的偏置设定sbias从偏置调整电路826而不是偏置反馈电路814提供。在本实施例中，可重构振荡放大器110的偏置设定从第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)无缝地改变为第二偏置设定ical(或vcal)。

相比于基于振荡器输出来执行校准并需要多次振荡器稳定的离散时间振幅校准，连续时间振幅校准具有更短的稳定时间用于第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)。由于第二偏置设定ical(或vcal)基于第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)来被校准，最终偏置设定sbias可以受益于连续时间振幅校准(例如，短的稳定时间)。

此外，相较于遭受噪声和功耗以保持闭环的连续时间振幅校准电路802，离散时间振幅校准电路804可以被适当地设计以提供具有更低功耗和更好噪声性能的第二偏置设定ical(或vcal)。因此，最终的偏置设定sbias的校准也可以受益于所提出的离散时间振幅校准(例如，低功耗和低噪声)。应该注意，相比于使用离散时间振幅校准基于振荡信号xo_in来校准第二偏置设定ical(或vcal)，使用离散时间振幅校准基于第一偏置设定ifb,aac(或vfb,aac)来校准第二偏置设定ical(或vcal)可以在很短的时间完成。因此，相较于只使用连续时间振幅校准电路802，使用混合振幅校准电路800受益于连续时间振幅校准电路802和离散时间振幅校准电路804，而不显著增加总校准时间。总之，混合振幅校准电路800可以通过使用连续时间振幅校准电路802实现短校准时间，并且可以通过使用离散时间振幅校准电路804实现低功耗和低噪声。

由于离散时间振幅校准电路804采用数字校准装置，最终针对每个特定操作模式(例如，低功率模式或高性能模式)找到的数字控制字isel可被存储在存储装置828中，例如非易失性存储器。当需要重构振荡放大器110再次进入第二操作模式(例如，低功率模式或高性能模式)时，混合振幅校准电路800可从存储装置828直接加载所需的数字控制码isel并根据加载的数字控制码isel直接设置最终偏置设定sbias，而不执行连续时间振幅校准和离散时间振幅校准。

当可重构振荡放大器110在启动模式下工作时，振幅整流器812可以用于提供直流电压电平vdc来判断启动过程的结束。例如，监控直流电压电平vdc以确定振荡信号xo_in的振幅是否达到启动结束的目标水平(end-of-startuptargetlevel)。当判断为振荡信号xo_in的振幅达到启动结束的目标水平时，则启动过程结束并初始化从当前操作模式(即，启动模式)到下一操作模式(例如，高性能模式或低功率模式)的模式转换。

在图1所示的上述实施例中，振荡器电路108被配置为包括可重构振荡放大器110(例如，图4所示的所提出的可重构振荡放大器400)和混合振幅校准电路112(例如，图8所示的所提出的混合振幅校准电路800)。但是，这仅是为了说明的目的，并不意味着是本发明的限制。使用可重新配置振荡放大器110(例如，图4所示的所提出的可重构振荡放大器400)和混合振幅校准电路112(例如，图8所示的所提出的混合振幅校准电路800)其中之一的任何振荡电路都落入本发明的范围。例如，振荡器电路108可被修改为包括可重构振荡放大器110(例如，图4所示的所提出的可重构振荡放大器400)和使用不同的振幅校准设计的振幅校准电路。对于另一范例，振荡器电路108可被修改为包括混合振幅校准电路112(例如，图8所示的所提出的混合振幅校准电路800)和具有不同的放大器设计的振荡放大器。

本领域的技术人员将很容易地观察到，在保持本发明的教导同时可以对装置和方法做出许多修改和变化。因此，上述公开应当被解释为仅由所附权利要求书的边界和范围界定。