一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路的制作方法

本实用新型涉及无线通信功放技术领域，尤其涉及一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路。

背景技术：

现代无线移动网络的基站系统在传送信号到移动终端时需消耗大量能量，系统的效率越来越受到重视，特别是作为基站系统末端的功率放大器，传统意义上的线性功率放大器有非常低的能量传输效率。而差的传输效率将直接影响整个系统的操作成本，产生热耗散。开关类功率放大器相比于传统的线性模式功率放大器能够提供更高的效率。因此，包括E，F在内的开关类功率放大器成为了近年来功率放大器的研究热点。

高效E 类功率放大器是在 1975 年由 N. O. Sokal 提出的一种开关类功率放大器[1]。在晶体管导通的瞬间，E 类功率放大器晶体管漏极电压以及电压的变化率都近似为0，即实现了所谓的软开关。这很好地避免了晶体管输出电容 Cds放电所造成的巨大能量损耗。E 类放大器以其高效率的特性很快便成为了学术界的研究焦点，特别是在近些年，有大量的 E 类放大器被报道出来。

高效F 类功率放大器的概念早在 1958 年就由 V. J. Tyler 首次提出了。Tyler 被认为是提出带有多谐振 F 类放大器的第一人，他提出可以通过调整导通角使电压和电流交替出现，形成“开关”类输出[2]。1997 年 F. H. Raab 提出为了进一步提高 F 类功率放大器的输出功率和效率，减少功率损耗，必须使晶体管漏端电压和电流波形实现最大平坦化[3][4]。Raab 的理论使 F 类功率放大器的理论基本成型。

高效E逆F功率放大器的理论推导由Grebennikov在2011年首次提出[5]。具体电路图如图1所示。他在E类功率放大器的基础上加入了逆F类功率放大器的结构，首次在Ghz以下采用集总元件和Ghz以上采用分立元件同时实现了E逆F功率放大器。

2015年，Mury Thian等人提出补偿晶体管输出寄生电容，提高EF功率放大器载波频率的电路结构[6]。这个电路结构不论是在三次谐波，还是五次谐波都很好的补偿了晶体管的寄生电容，使得载波频率极大的提高。

本实用新型结合了高效E逆F类功放的电路结构特点和提高EF功率放大器载波频率的电路结构特点，创新性的提出了一种提高E逆F功率放大器载波频率的电路结构。在保持开关类E逆F功率放大器高效率优点的同时，在基波和二次谐波频率下成功的补偿了晶体管的输出寄生电容，使得载波频率相比原有的E逆F功率放大器提高了很多，为在更广范围内，更高频率下应用E逆F功率放大器提供了良好的理论基础。

【参考文献】

[1]Sokal N O， Sokal A D.“ Class E A new class of high-efficiency tuned single-endedswitching power amplifiers.”Solid-State Circuits，IEEE Journal of，1975，10(3):168-176。

[2]Tyler， V. J. “A new high-efficiency high-power amplifier.”Telecom Australia，1958。

[3]Raab， Frederick H.“ An introduction to class-F power amplifiers.”RF Design19.5(1996): 79-84。

[4] Raab， Frederick H. “Class-F power amplifiers with maximally flat waveforms. Microwave Theory and Techniques”，IEEE Transactions on 45.11 (1997): 2007-2012。

[5] Andrei Grebennikov.“High-Efficiency Class E/F Lumped andTransmission-Line Power Amplifiers” IEEE transactions on microwave theory and techniques，VOL. 59，NO. 6，JUNE 2011。

[6] Mury Thian， Ayman Barakat .“High-Efficiency Harmonic-Peaking Class-EF Power Amplifiers With Enhanced Maximum Operating Frequency.” IEEE transactions on microwave theory and techniques，VOL. 63，NO. 2，FEBRUARY 2015。

技术实现要素：

一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路，能够提高高效E逆F类功率放大器的载波频率，在更广范围内，更高频率下应用E逆F功率放大器。

一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路，晶体管的输出端由并联型E类功率放大器电路、逆F类高次谐波控制电路及晶体管偏置电路构成。其特征在于：

所述E逆F类电路位于晶体管输出端和负载阻抗之间，所述的E类功率放大器由LC电路及串联的L₀、C₀组成。所述的逆F类高次谐波控制电路由串联的L_n、C_n组成。所述的偏置电路由电源V_bb到晶体管基极的电路和电源V_cc到晶体管集电极的电路组成。所述功率放大结构为共射极的功放管，所述功放管的输入端为基极，输出端为集电极。

所述一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率匹配电路的电路结构如图2所示。这里，所述电路的晶体管被看做一个在关断到导通状态下切换的理想开关。因此，当开关处于开路状态时，所述电路的晶体管集电极电压波形由所述负载网络的短暂响应所决定。

为了分析方便，我们有如下几个假设：

．所述电路晶体管的膝点电压为零，饱和时的电阻为零，关断时的电阻为无穷大。并且所述电路的晶体管被视为无损且瞬时变化的开关。

．所述电路的并联电容C是线性的。

．所述电路的串联谐振电路在n次谐波下，阻抗为零；在其他谐波下，阻抗为无穷大。

所述电路除了负载以外是无损的。

．所述电路的串联L₀和C₀谐振电路被调谐到基波频率下，且其品质因数足够大。

根据文献[5]，基波频率以及各谐波频率下在并联电容C后的最优阻抗条件为：

（1）

且所述的E逆F功率放大器电路结构中的电容，电感均取决于工作频率、集电极电压及输出负载阻抗，即：

(2)

(3)

(4)

(5)

另一方面，若把C=C_out带入（3）式，可求得所述的E逆F功率放大器最大载波频率的表达式，即：

(6)

从上式可知，当所述的E逆F功率放大器的输出功率和集电极电压给定时，所述的E逆F功率放大器的最大载波频率仅由决定，且越大，越小。因此，所述的E逆F功率放大器的最大载波频率受限定。

上述推导假设C=C_out。而在实际电路设计中，晶体管的输出寄生电容，即：

(7)

这里，假设，则有：

(8)

将上式带入（5），则有：

(9)

因此，如果能采用新的电路结构补偿所述E逆F功率放大器的，则可以将所述E逆F功率放大器的最大载波频率提高（1+k）倍，为在更广范围内，更高频率下应用E逆F功率放大器提供了可能。

所述的一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率匹配电路的具体电路图如图2所示。所述电路在构造时是采用微带线实现的。根据电路设计的要求：在基波和二次谐波频率下，不仅要在B点满足E逆F的阻抗条件，还要通过电路设计补偿掉晶体管多余的输出电容。而在三次谐波频率下由于在B点要满足短路的阻抗条件，因此晶体管多余的输出电容对于三次谐波并不产生影响，因此不必对其进行补偿。

所述电路中，传输线TL₁-TL₃可以实现三次谐波的短路；以及基波频率下，对于晶体管多余输出电容的补偿。所述电路的传输线TL₁-TL₃在三次谐波下从A点看进去电路结构如图3（a）所示，可以看出其阻抗为0。因此可以实现短路的阻抗条件。而所述电路的传输线TL₁-TL₃在基波下从A点看进去的电路结构如图3（b）所示，可以看出其阻抗为：。这个阻抗类似于一个电感。因此，可以在基波频率下与晶体管多余的输出电容产生谐振，从而起到补偿作用。即：

(10)

如果晶体管多余的输出电容已知，那么从上式可推导出传输线TL₁-TL₃特征阻抗的值。

另一方面，所述的一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路在二次谐波频率下从B点看进去的电路结构如图3（c）所示。从图3（c）可以看出，传输线TL₄类似于一个电感，可以在二次谐波频率下与晶体管多余的输出电容产生谐振，从而起到补偿作用，即：

(11)

这里，和均是变量，可为电路提供两个自由度，便于根据电路实际需求调整微带线的长度和宽度。

同时，所述的一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路由于在基波频率下已经实现了补偿，因此从B点看进去的电路结构如图3（d）所示。此外，由于在B点满足的E逆F基波阻抗条件可根据V_CC、P_out及f₀得到，即：Z_net(ω0)=R+jX。而从参考平面V₁看到基波阻抗可通过传输线TL₄转换到参考平面V₂，即：Z_net1’(ω0)=R1’+jX1’。而所述电路中OMN的作用即是把从参考平面V₂得到的基波阻抗值匹配到负载R上。

因此，综上对所述的一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率匹配电路的分析可知，所述电路不仅可以满足高效E逆F电路的阻抗条件，而且还可以在基波和二次谐波频率下补偿晶体管多余的输出电容。因而可以将所述E逆F功率放大器的最大载波频率提高（1+k）倍，为在更广范围内，更高频率下应用E逆F功率放大器提供了可能。

附图说明

图1是高效E逆F类功率放大器的电路原理图；

图2是一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率匹配电路的原理框图；

图3(a)是一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路在三次谐波下从A点看进去电路结构；

图3(b)是一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路在基波下从A点看进去电路结构；

图3(c)是一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路在二次谐波频率下从B点看进去的电路结构；

图3(d)是一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率的匹配电路在基波频率下从B点看进去的电路结构；

图4是一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率匹配电路的具体实施方式图。

具体实施方式

为了更清楚的说明本实用新型的技术方案，下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

在实际设计中，晶体管选用型号为Cree CGH40010F的10 W GaN HEMT 晶体管。对该晶体管由制造商提供的寄生分量的具体数值如下：晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds= 1.22 pF，寄生电感 L_d = 0.55 nH，封装寄生电容C_p = 0.2 pF。

所述一种提高高效E逆F类功率放大器载波频率匹配电路的具体实施方式如图4所示。传输线TL₁-TL₂组成了输入匹配网络。利用sourcepull得到的值通过L型匹配网络匹配到50欧姆。而30欧姆电阻及其并联的5.6pF电容则组成了所述电路的稳定性网络。另一方面，在所述电路中，传输线TL₄-TL₆可以实现三次谐波的短路；以及基波频率下，对于晶体管多余输出电容的补偿。传输线TL₈提供晶体管集电极直流偏置，同时对于基波的阻抗为∞。同时，传输线TL₈和传输线TL₇可以实现二次谐波频率下对于晶体管多余输出电容的补偿。而传输线TL₉和传输线TL₁₀则实现了把参考平面V₁得到的基波阻抗值匹配到负载R上的作用。所有所述传输线的具体特征阻抗和电长度均如图4所示。此外，所有旁路电容在实际实现时均采用Murata公司GQM18系列的10pF电容。

所述电路如果取集电极电压V_CC=28V，P_out=10w，则在不补偿晶体管多余输出电容的前提下，根据（9）式，可知E逆F电路可工作的最大载波频率为0.53Ghz。若考虑补偿晶体管多余输出电容，则K=3.69，所以E逆F电路可工作的最大载波频率为2.5Ghz。因此提高了E逆F电路的最大载波频率，为在更广范围内，更高频率下应用E逆F功率放大器提供了可能。