误差放大和频率补偿电路及方法与流程

本申请要求对2016年12月22日提交的且题为“erroramplifyingandfrequencycompensatingcircuitsandmethods”的美国临时专利申请no.62/438，447的优先权及其权益，所述美国临时专利申请通过引用以其整体并入本文。

一个或多个实施例一般涉及电压转换器电路，并且更具体地例如涉及用于电压转换器电路的补偿器。

背景技术：

电压转换器可被用于各种音频应用，其包括例如驱动移动设备的天线的rf功率放大器。传统上，rf功率放大器的功率供应电路直接连接到移动设备的电池。然而，这种方式浪费了大量的能量，并降低了移动设备的电池寿命。例如，当移动设备紧密地接近于基站时，仅需要由电池供应的最大功率的一部分来确保可靠的无线语音和数据通信。当移动设备进一步远离基站时，可能需要电池来供应最大可用功率以支持可靠的无线通信链路。为了最大化能量效率和电池寿命，可以使用能够调整其输出电压的电压转换器。

电压转换器可以被实现为例如dc-dc转换器，所述dc-dc转换器生成经调节的dc输出电压，所述经调节的dc输出电压可以是其未经调节的输入dc电压的一部分。稳态下的升压dc-dc转换器提供经调节的dc输出电压，所述经调节的dc输出电压高于未经调节的输入dc电压。在另一方面，稳态下的降压dc-dc转换器提供经调节的dc输出电压，所述经调节的dc输出电压低于输入dc电压。负载扰动或未经调节的dc输入电压中的变化可能导致dc-dc转换器显示出输出电压纹波。为了降低输出电压纹波，典型地需要具有宽带宽的dc-dc转换器。不幸的是，随着带宽变得更宽，dc-dc转换器变得更不稳定。

为了设计具有良好带宽和稳定性的dc-dc转换器，可以使用补偿器来调节dc-dc转换器的输出dc电压。补偿器将输出电压与电压参考进行比较以生成误差信号，其随后确定由调制器提供的脉冲宽度调制信号的占空比。补偿器可以通过控制脉冲宽度调制信号的占空比来保持输出电压恒定。在闭环配置中，随着输出电压靠近由参考电压源提供的参考电压，dc-dc转换器将达到稳定的平衡点。

常规补偿器通常被实现为分别如图6a-图6c中所图示的类型i、类型ii或类型iii补偿网络。常规的类型i补偿器是积分放大器，所述积分放大器具有在原点、在其频率带宽内有单个极点的传递函数。常规的类型ii补偿器引入了附加的极点和零点以构成反馈连接的电压转换器的相位和增益响应。常规的类型iii补偿器使用两个零点、在原点的极点和两个附加的极点以提供相位提升，并进一步增加电压转换器的带宽。然而，这些常规的方式使增益变平，以便使得整体闭环电压转换器系统稳定。

因此，存在对在满足整体闭环系统的稳定性准则的同时在感兴趣的频带中提供高增益和最小输出电压超调的补偿器的继续需求。

技术实现要素：

本公开提供了用于实现闭环dc-dc转换器的方法和系统，其利用补偿器来稳定dc-dc转换器的输出电压，同时改善感兴趣的频带中的环路增益。

根据一个实施例，补偿器可以由运算放大器和反馈电路或网络来实现。运算放大器可以可操作以在同相端子处接收感测的输出电压的一部分，并将感测的输出电压与在反相端子处接收的电压进行比较，以生成误差信号，所述误差信号用于确定脉冲宽度调制信号的占空比。

根据一个实施例，用于dc-dc转换器的补偿电路包括放大器、反馈电路和减法器。放大器包括反相输入、同相输入以及输出，所述反相输入耦合到参考电压；所述同相输入耦合以接收来自dc-dc转换器的输出电压的一部分。放大器可操作以响应于同相输入和反相输入而生成第一控制信号。

反馈电路耦合在放大器输出与反相输入之间。在一个实施例中，反馈电路还包括与反馈电阻器并联连接的反馈电容器。反馈电路还可以包括低通滤波器，所述低通滤波器具有耦合在输出与参考电压源之间的电容器。

减法器耦合到参考电压和放大器的输出。减法器可操作以接收第一控制信号并生成第二控制信号。第二控制信号通过确定参考电压与第一控制信号的差来生成，并且调制dc-dc转换器的占空比。耦合到减法器的输出的脉冲宽度调制器可以被提供以基于第二控制信号来调节输出电压。脉冲宽度调制器可以进一步可操作以基于第二控制信号生成二进制信号，其中由控制信号控制二进制信号的占空比。

在各种实施例中，补偿电路还包括耦合到放大器的反相输入的参考电压源。参考电压可以是控制dc-dc转换器输出电平的固定电压或可变电压。补偿电路还可以包括耦合在参考电压源与放大器的反相输入之间的无源组件。补偿电路还可以包括电压分压器，所述电压分压器可操作以接收来自dc-dc转换器的输出电压并生成输出电压的一部分。

在各种实施例中，补偿电路还可以包括开关网络，所述开关网络具有在电感器与参考节点之间连接的第一开关器件和在电感器与输出电容器之间连接的第二开关器件。第一和第二开关器件响应于二进制信号而在导通状态和阻塞状态之间交替。

在一个实施例中，用于稳定dc-dc转换器的方法包括在放大器的同相输入处接收来自dc-dc转换器的输出电压的一部分，在放大器的反相输入处接收反馈电压和参考电压的部分，响应于来自dc-dc转换器的输出电压的一部分（其可以由电压分压器生成）而从放大器生成输出信号，并且基于参考电压和由放大器生成的输出信号之间的电压差经由减法器来生成控制信号以调制dc-dc转换器的占空比。

在各种实施例中，方法还可以包括基于控制信号来生成脉冲宽度调制信号，以及使用脉冲宽度调制信号来调节dc-dc转换器的输出电压。方法还可以包括使用由脉冲宽度调制器生成的二进制信号来控制第一开关器件和第二开关器件。当第一开关器件处于阻塞状态中时，第二开关器件可以传导电流。

在一个实施例中，dc-dc升压转换器包括开关网络，所述开关网络具有在电感器与参考节点之间连接的第一开关器件和在电感器与输出电容器之间连接的第二开关器件。第一和第二开关器件可以分别响应于第一二进制信号和第二二进制信号而在导通状态和阻塞状态之间交替。

dc-dc升压转换器还可以包括：输出低通滤波器，其具有在输出节点与参考节点之间连接的输出电容器；补偿网络，其可操作以生成与在输出节点处感测的输出电压相一致的输出信号的；以及调制器，其配置成基于控制信号来生成第一和第二二二进制信号。补偿网络可以包括：放大器，其可操作以在放大器的同相端子处接收输出电压的一部分；以及反馈电路，其在放大器的输出节点与放大器的反相端子之间连接。

在dc-dc转换器的各种实施例中，当第一开关器件处于阻塞状态中时，第二开关器件传导电流。可以使用二极管、金属氧化物半导体场效应晶体管（mosfet）、绝缘栅双极晶体管（igbt）、双极结晶体管（bjt）和晶闸管中的至少一项来构造第一开关器件。

本发明的范围由权利要求限定，所述权利要求通过引用并入本部分中。通过考虑一个或多个实施例的以下详细描述，将给予本领域技术人员对本发明的实施例的更完整理解以及其附加优点的实现。将参考对将首先被简要描述的附图页。

附图说明

参考下面的附图可以更好地理解本公开的各方面。附图中的组件不一定按比例绘制，而是将重点放在清楚地说明本公开的原理上。此外，在附图中，贯穿若干视图，相似的附图标号标明对应的部分，并且在附图中：

图1图示了具有为音频功率放大器提供功率的dc-dc转换器的音频处理单元的实施例。

图2图示了闭环dc-dc转换器的框图。

图3图示了具有补偿电路的闭环升压dc-dc转换器的实施例。

图4a、4b和4c图示了适合供本公开的补偿电路的一个或多个实施例使用的减法器的实施例。

图5图示了具有一阶反馈补偿电路的闭环降压dc-dc转换器。

图6a、6b和6c分别图示了如现有技术中已知的类型i、类型ii和类型iii补偿器。

通过参考跟随的详细描述，可以最好地理解本发明的实施例及其优点。应当领会的是，相似的附图标号用于标识一个或多个附图中所图示的相似元件。

具体实施方式

在随后的描述中，贯穿说明书和附图，相似的部分利用相同的附图标号来标记。附图可能不是按比例绘制的，为了清楚和简明，某些组件可以以概括或示意的形式而被示出，并由商业标志来标识。

图1图示了音频处理单元100的实施例，所述音频处理单元100处理传入的音频输入，并向诸如扬声器106或耳机108的设备提供音频输出。如图示的，由数字信号处理器103接收并处理数字音频输入信号。音频处理单元100使用数模转换器（dac）104将处理的音频信号转换成模拟信号。dac104的模拟信号输出可以被发送到放大器105和/或107，以用于进一步的功率放大。此外，电池101可以连接到dc-dc转换器102的功率供应输入，并且dc-dc转换器102的输出可以连接到放大器105和/或107的电压供应端子。当期望改变输出功率电平时，供应到放大器105/或107的功率可以通过dc-dc转换器102来调整。例如，dc-dc转换器102可以将在其输入处从电池接收的电压转换成输出dc电压，所述输出dc电压具有取决于针对放大器105和/或107所期望的供应电压的幅度。然后，dc-dc转换器102的经调节的dc输出电压被施加到放大器105和/或107的电压供应端子。此外，例如，放大器105的输出可以被传递到扬声器106，而放大器107的输出可以被传递到耳机108。

图2图示了闭环dc-dc转换器的框图。如图2中所示，脉冲宽度调制器204和滤波器206形成开环装置，而补偿器208完成反馈回路。闭环dc-dc转换器使用补偿器208来做不期望的负载扰动或未经调节的输入dc电压v输入中的变化的校正。补偿器可以调整脉冲宽度调制信号的占空比，以便提供更均匀的输出dc电压。补偿器208还可以在提供闭环dc-dc控制器的稳定性的同时在感兴趣的频带中提供可期望的增益。

在各种实施例中，滤波器206可以包括无功组件，所述无功组件不消耗电力并且使得dc-dc转换器能够以高功率效率进行操作。例如，滤波器206可以被实现为低通滤波器，其抑制频域中的ac分量。在一个实施例中，滤波器206可以由二阶结构来实现。此外，端接滤波器206的负载电阻可以确定闭环dc-dc转换器的稳定性、环路响应以及滤波器206的性能。

再次参考图2，由脉冲宽度调制器204、滤波器206和补偿器208的传递函数确定闭环增益，所述闭环增益从输入电压v输入到闭环dc-dc转换器的经调节的输出电压。更具体地说，闭环增益由下面的等式来表征：

(1)

在等式1中，hmod（s）是脉冲宽度调制器204的传递函数，h滤波器（s）是滤波器206的传递函数，以及h补偿器（s）是补偿器208的传递函数。闭环dc-dc转换器的特征方程可以通过将h闭环（s）的分母设置为零来获得。

(2)

在等式2中，h环路（s）是环路增益，其是脉冲宽度调制器204、滤波器206和补偿器208的传递函数的积。通常，环路增益abs（h环路（s））越高，来自dc-dc转换器的瞬时响应越好，但稳定性越差。来自升压转换器的滤波器响应（rhz（右手零点））的固有相位延迟使得难以达成良好的稳定性。因此，环路增益和瞬时响应在常规方式中被折衷。

在某些应用中，为了帮助在维持环路稳定性的同时改善环路增益，类型i、ii和iii补偿器可以被用来使增益变平并改善感兴趣的频率中的相位延迟。例如，类型ii补偿器可以包括零点、在原点处的极点以及一个高频极点，以在感兴趣的频率周围提供高达90度的相位提升。在另一个示例中，类型iii补偿器在其输入到输出传递函数中可以包括两个极点（除了在原点处的极点之外）和两个零点，这使得类型iii补偿器在感兴趣的频率中提供多于90度的相位提升。在这些常规方式中，在运算放大器的反相端子与输入电压（例如，v输入）之间连接输出反馈。在此公开中，公开了新补偿器电路的实施例，其在给定的稳定性要求的情况下提供更好的瞬时响应。

图3图示了闭环升压dc-dc转换器300连同以反馈配置布置的新补偿器的实施例。如图3中所图示的，闭环dc-dc转换器由开关网络305、输出滤波器、脉冲宽度调制器（pwm）324和闭合反馈回路的补偿器319（本文中也称为“补偿电路”）组成。将在后来的段落中更详细地研究此实施例的各种组件的结构和操作。

闭环升压dc-dc转换器300提供从未经调节的低输入电压v输入（t）（来自电压源308）到更高的、经调节的输出dc电压vo的升高电压转换。例如，闭环dc-dc转换器的转换比（其定义为经调节的输出dc电压vo与未经调节的输入dc电压v输入（t）308的转换比m（d））与由pwm324生成的脉冲宽度调制信号322的占空比成比例。例如，当开关310处于导通状态中时，电磁能量从输入电压供应被传达到电感器303。当开关310处于阻塞状态中并且开关304处于导通状态中时，存储的电磁能量被传达到电容器312和负载314。

在各种实施例中，可以使用显示出高功率效率的开关，诸如功率金属氧化物半导体场效应晶体管（mosfet）、绝缘栅双极晶体管（igbt）、双极结晶体管（bjt）或晶闸管。在这点上，栅极驱动器电路316和318可以用于基于脉冲宽度调制信号322来在导通（接通）和阻塞（断开）状态之间控制开关310和/或开关304。在一个实施例中，补偿器319可以包括运算放大器326、输入网络328、减法器325和反馈电路320。反馈电路320在运算放大器326的反相端子与输出端子之间连接。在图示的布置中，在不折衷dc-dc转换器的稳定性的情况下提供了改进的瞬时响应。特别地，输入网络328可以在运算放大器326的反相端子与由参考电压源提供的参考电压vref之间连接。在一个特定示例中，输入网络328可以由无源组件来实现，所述无源组件诸如电阻器、电容器、电感器变压器、二极管或其任意组合。此外，输出dc电压vo经由在输出节点306和地电位之间串联连接的电阻器330和332而被分压。此分压的电压v输入+然后被施加到运算放大器326的同相端子。由本领域技术人员将领会的是，与常规的类型i/ii/iii补偿形成对照，本实施例中分压的电压输出耦合到到对运算放大器326的同相输入，并且参考电压vref连接到运算放大器326的反相输入。以下，将关于传递函数更详细地解释这种配置的益处。

运算放大器326可以响应于将分压的电压v输入+与参考电压vref进行比较而生成误差信号v输出。补偿器319可以将所产生误差信号v输出馈送到减法器325中，所述减法器325基于参考电压vref与误差信号v输出之间的差生成控制信号vctrl。脉冲宽度调制器324随后可以使用控制信号vctrl来提供控制开关310和/或304的脉冲宽度调制二进制信号。脉冲宽度调制二进制信号的占空比d与误差信号v输出成比例。因此，在不期望的负载扰动或未经调节的输入dc电压v输入（t）中的变化的情况下，脉冲宽度调制二进制信号的占空比可以以关于提供经调节的输出dc电压vo的此类方式进行调整，所述经调节的输出dc电压vo跟随参考电压vref。

这个新补偿器319的输出可以按照输入和下面的传递函数来表示：

(3)

在以上等式（3）中，k是反馈增益，所述反馈增益对应于由电阻器330和332形成的电压分压器的比。在这个实施例中，输入到输出传递函数是1+h（s）/g（s），所述实施例（与常规方式形成对照）包括分压的输出电压与运算放大器326的同相输入之间的连接。例如，在本实施例中，这个1+h（s）/g（s）传递函数在低于30khz的频率中提供大约20db的增益，而在高于40khz的频率提供大约0db的增益。例如，不同于在dc-dc转换器环路带宽频率（例如，1mhz）周围产生相位延迟从而影响稳定性的常规类型i/ii/ii补偿器，补偿器319的输出及其输入的相位在环路带宽频率周围将会是大体上相同的，这是因为减小了h（s）/g（s）在高于40khz的频率中的贡献。与补偿器319的输入和反馈布置相结合，减小h（s）/g（s）在感兴趣的频率中的贡献虑及在感兴趣的频带中的增益提升，而不会不利地影响升压dc-dc转换器的闭环稳定性。

图4a、图4b和图4c图示了减法器的实施例，所述减法器可以适合于用作图3中的减法器325，以及适合于用于本文中公开的其他实施例中。图4a和图4b一起图示了开关电容器减法器400的实施例。如图示的，减法器400包括耦合到第一开关403的第一输入vref和第二输入v输出，所述第二输入v输出耦合到补偿器（诸如图3的补偿器319）的输出，所述第二输入v输出耦合到第二开关406。该输入选择性耦合到电容器402，所述电容器402经由第三开关405选择性耦合到地，或者经由第四开关401选择性耦合到电容器404和输出vctrl。开关电容器减法器400的两种操作状态分别在图4a和图4b中被图示。

图4c图示了连续时间减法器410的实施例，其配置成接收补偿器（诸如图3的补偿器319）的输出v输出并产生控制信号vctrl，以用于输出到脉冲宽度调制器（诸如pwm324）。补偿器通过电阻器416耦合到放大器414的反相输入和pmos415的源极。如图示的，pmos415的栅极耦合到放大器414的输出，并且pmos415的漏极i输出被提供到电流至电压转换器413，所述电流至电压转换器413将电流i输出转换成电压vctrl。

图5图示了闭环降压dc-dc转换器500，其提供从未经调节的高输入电压v输入（t）506到更低的、经调节的输出dc电压vo的降低电压转换。特别地，闭环降压dc-dc转换器500由开关网络501、输出滤波器503、脉冲宽度调制器518和闭合反馈回路的补偿器组成。在一个实施例中，在开关网络501中，开关502可以由金属氧化物场效应晶体管（mosfet）来实现。

mosfet开关502的栅极可以由栅极驱动器514来驱动，所述栅极驱动器514用于基于从脉冲宽度调制器518接收的脉冲宽度调制信号来在导通（接通）和阻塞（断开）状态之间切换mosfet开关502。因此，当mosfet开关502处于导通状态（接通）中时，由于输入电压v输入（t）高于降压dc-dc转换器中的输出电压，所以通过电感器504的电流可以增加。然而，当mosfet开关502处于阻塞状态（断开）中时，因为通过电感器的电流不能瞬间变化，所以二极管508可以传导电感器电流。因此，因为电感器电流确定输出dc电压，所以控制开关器件（诸如mosfet开关502）的切换时间（switchingperiod）的占空比d可以使得输出dc电压跟随期望的参考电压。

鉴于本公开，反馈补偿器可以被构造成改变脉冲宽度调制信号的占空比，以使得输出dc电压跟随期望的参考电压。在这点上，输出dc电压vo可以使用电压分压器而被感测并且与参考电压vref进行比较，使用串联连接的电阻器522和电阻器524形成所述电压分压器。所产生误差信号v输出然后被馈送到减法器519中，所述减法器519生成控制信号vctrl。控制信号被馈送到脉冲宽度调制器518，以产生控制mosfet开关502的栅极的脉冲宽度调制信号。此脉冲宽度调制信号的占空比d与误差信号v输出成比例。因此，在不期望的负载扰动或未经调节的输入dc电压v输入（t）中的变化的情况下，脉冲宽度调制信号的占空比可以调整以提供跟随参考电压vref的经调节的输出dc电压vo。

在一个实施例中，补偿器可以由运算放大器520、输入电阻器r输入和反馈rc滤波器516组成，其中电容器cf和电阻器rf并联连接。反馈rc滤波器516耦合在运算放大器520的输出端子与运算放大器520的反相端子之间。输入电阻器r输入耦合在运算放大器520的反相端子与参考电压vref之间。此外，输出dc电压vo经由电阻器522和电阻器524被分压，所述电阻器522和电阻器524在输出节点505和地电位之间串联连接。此分压的电压v输入+然后被施加到运算放大器520的同相输入端子。运算放大器520响应于将分压的电压v输入+与参考电压vref进行比较而生成误差信号v输出。

虽然降压dc-dc转换器的闭环传递函数显示出双极点，但是电容器510和电感器504的寄生电阻（通常称为esr）可以改变闭环降压dc-dc转换器的增益和相位特性。此外，脉冲宽度调制器518和输出滤波器503可以增加相当大的相位延迟，其降低了降压dc-dc转换器的闭环相位裕量。因此，具有在运算放大器520的反相端子与输出端子之间连接的反馈rc滤波器516以及在运算放大器520的反相端子与参考电压vref之间连接的输入电阻器r输入的补偿器可以用于在改善闭环dc-dc转换器的相位裕量的同时在感兴趣的频带中提供增益。