本发明属于cmos模拟集成电路设计领域，具体地涉及一种用于心电信号检测芯片的模拟前端电路。
背景技术：
随着人们对自身健康状况监测以及疾病预防意识的不断提高，穿戴式心电检测设备得到越来越多的重视和发展。作为检测芯片中的第一级电路和重要组成部分，模拟前端电路的功耗、噪声、信噪比等性能直接决定了系统的工作时长和检测精度，因此模拟前端也成为了工业界和学术界研究的热点。
心电信号的频率范围通常在0至500hz的范围左右，信号幅度在100μv至5mv之间。为了从背景噪声中提取微弱的信号，模拟前端电路产生的输入参考噪声必须低于10μvrms。此外，在探测电极和皮肤的界面处会产生300mv的直流电压，对输入信号产生干扰。因此，模拟前端电路还应该具有直流消除机制，避免使用片外隔直电容，进而实现电路的全集成。同时为了满足芯片中数字信号处理的要求，模拟前端中的模数转换器需要具有至少10bit的有效精度。更为重要的是，穿戴式设备都采用电池供电，芯片必须进行低功耗设计，以满足长时间的待机需求。
目前已有的心电检测模拟前端大都使用隔直流电容滤除心电信号中的直流分量，电容值处于微法量级，面积极大，无法实现电容与芯片的单片集成；同时目前的设计还采用单端输出结构，限制了输出信号的动态范围；此外，为了降低电路功耗，都采用逐次逼近模数转换器进行模数转换，无法实现10bit以上的信噪比输出，增加了数字信号处理平台的处理难度。。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种用于心电信号检测芯片的模拟前端电路用以解决上述问题。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种用于心电信号检测芯片的模拟前端电路，包括全集成、高通型的电容放大器和sigma-delta调制器，所述电容放大器用于利用反馈电阻和反馈电容构成的高通通路滤除心电信号中的直流电压分量，并通过全差分跨导放大器构成的全差分结构将心电电压信号进行放大，sigma-delta调制器将放大后的心电电压信号转换为数字码，并输出至数字信号处理平台进行处理。
进一步的，所述电容放大器包括输入电容cin1、输入电容cin2、共模输入电容cb1、共模输入电容cb2、共模输入电阻m1a、共模输入电阻m1b、共模输入电阻m2a、共模输入电阻m2b、反馈电容c1、反馈电容c2、反馈电阻m3a、反馈电阻m3b、反馈电阻m4a、反馈电阻m4b与全差分跨导放大器，心电信号in通过输入电容cin1接全差分跨导放大器的同相输入端，输入共模电压vcm通过输入电容cin2接全差分跨导放大器的反相输入端，共模输入电容cb1与串联的共模输入电阻m1a和m2a并联后接在输入共模电压vcm与全差分跨导放大器的同相输入端之间，共模输入电容cb2与串联的共模输入电阻m1b和m2b并联后接在输入共模电压vcm与全差分跨导放大器的反相输入端之间，反馈电容c1与串联的反馈电阻m3a和m4a并联后接在全差分跨导放大器的同相输入端与负输出端之间，反馈电容c2与串联的反馈电阻m3b和m4b并联后接在全差分跨导放大器的反相输入端与正输出端之间，全差分跨导放大器的正输出端和负输出端分别与sigma-delta调制器的两输入端连接。
进一步的，所述sigma-delta调制器为2阶sigma-delta调制器。
更进一步的，所述sigma-delta调制器为2阶反相器型sigma-delta调制器，包括一个2阶调制器和一个量化器，所述2阶调制器由两个一阶积分器串联而成，所述一阶积分器采用2个共源共栅反相器来实现。
更进一步的，所述量化器包括nmos晶体管m1-m9、m15和m17以及pmos晶体管m10-m14和m16，nmos晶体管m1和m2的栅极分别连接至2阶调制器的两个输出端，源极都连接地，nmos晶体管m1和m2的漏极分别连接到nmos晶体管m6和m7的源极，nmos晶体管m4的栅极与时钟信号clk2相连，源极和漏极分别与nmos晶体管m3的源极和nmos晶体管m5的漏极相连，nmos晶体管m3的源极与漏极短接，nmos晶体管m3的漏极连接至nmos晶体管m1的漏极，栅极接时钟信号clk1，nmos晶体管m5的源极与漏极短接，nmos晶体管m5的源极连接至nmos晶体管m7的源极，栅极接时钟信号clk1，nmos晶体管m6的栅极连接到pmos晶体管m10的栅极以及nmos晶体管m9的漏极，nmos晶体管m6的漏极连接到nmos晶体管m8的源极，nmos晶体管m7的栅极连接到pmos晶体管m12的栅极以及nmos晶体管m8的漏极，nmos晶体管m7的漏极连接到nmos晶体管m9的源极；nmos晶体管m8的栅极连接时钟信号clk1，nmos晶体管m8的漏极连接到pmos晶体管m10的漏极，nmos晶体管m9的栅极连接时钟信号clk1，nmos晶体管m9的漏极连接到pmos晶体管m12的漏极，pmos晶体管m10和m12的源极都连接到电源上，pmos晶体管m11的漏极连接到pmos晶体管m10的漏极，pmos晶体管m11的栅极连接到时钟信号clk1，pmos晶体管m11的源极接电源；pmos晶体管m13的漏极连接到pmos晶体管m12的漏极，pmos晶体管m13的栅极连接到时钟信号clk1，pmos晶体管m13的源极接电源，pmos晶体管m14和nmos晶体管m15构成反相器，pmos晶体管m14和nmos晶体管m15的栅极连接至pmos晶体管m10的漏极，输出比较信号voutp1；pmos晶体管m16和nmos晶体管m17构成反相器，pmos晶体管m16和nmos晶体管m17的栅极连接至pmos晶体管m12的漏极，输出比较信号voutn1；时钟信号clk1和clk2为两相非交叠时钟信号，比较信号voutp1和voutn1经过rs锁存器输出最终的比较器结果doutb和dout。
本发明的有益技术效果：
本发明采用全集成、高通型的电容放大器以及sigma-delta调制器的结构，通过反馈电容和反馈电阻并联的方式，滤除了心电信号中的直流分量，解决需要片外隔直流电容滤除心电信号直流分量的问题，实现了电路的全集成；通过在电路中使用全差分的跨导放大器结构，增大了输出信号的摆幅，提高了输出信号的动态范围，解决了电路输出动态范围不足的问题；通过模拟前端中采用反相器型sigma-delta调制器，对心电检测电压信号直接进行量化、编码，降低了电路复杂度，在实现电路极低功耗的同时获得了10bit以上的信噪比输出，因此，本发明具有集成度高、功耗低和检测精度高的优点。
附图说明
图1为本发明具体实施例的电路结构图；
图2为本发明具体实施例的反相器型sigma-delta调制器的电路结构图；
图3为本发明具体实施例的量化器的电路结构图；
图4为本发明具体实施例输出的频谱分析结果示意图。
具体实施方式
现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。
如图1所示，一种用于心电信号检测芯片的模拟前端电路，包括全集成、高通型的电容放大器100和sigma-delta调制器110，所述电容放大器100用于利用反馈电阻和反馈电容构成的高通通路滤除心电信号中的直流电压分量，并通过全差分跨导放大器构成的全差分结构将心电电压信号进行放大，sigma-delta调制器110将放大后的心电电压信号转换为数字码，并输出至数字信号处理平台进行处理。
本具体实施例中，所述电容放大器100包括输入电容cin1、输入电容cin2、共模输入电容cb1、共模输入电容cb2、共模输入电阻m1a、共模输入电阻m1b、共模输入电阻m2a、共模输入电阻m2b、反馈电容c1、反馈电容c2、反馈电阻m3a、反馈电阻m3b、反馈电阻m4a、反馈电阻m4b与全差分跨导放大器，心电信号in通过输入电容cin1接全差分跨导放大器的同相输入端，输入共模电压vcm通过输入电容cin2接全差分跨导放大器的反相输入端，共模输入电容cb1与串联的共模输入电阻m1a和m2a并联后接在输入共模电压vcm与全差分跨导放大器的同相输入端之间，共模输入电容cb2与串联的共模输入电阻m1b和m2b并联后接在输入共模电压vcm与全差分跨导放大器的反相输入端之间，反馈电容c1与串联的反馈电阻m3a和m4a并联后接在全差分跨导放大器的同相输入端与负输出端之间，反馈电容c2与串联的反馈电阻m3b和m4b并联后接在全差分跨导放大器的反相输入端与正输出端之间，全差分跨导放大器的正输出端和负输出端分别与sigma-delta调制器110的两输入端连接。
输入电容cin1和cin2与反馈电容c1和c2的比值形成电容放大器100闭环增益；共模输入电容cb1、共模输入电阻m1a和共模输入电阻m2a形成第一共模通路，共模输入电容cb2、共模输入电阻m2a和共模输入电阻m2b形成第二共模通路，输入共模电压vcm通过第一共模通路、第二共模通路和输入电容cin2对跨导放大器进行偏置；反馈电容c1、反馈电阻m3a和反馈电阻m3b形成第一反馈通路，反馈电容c2、反馈电阻m4a和反馈电阻m4b形成第二反馈通路，第一和第二反馈通路具有高通特性，滤除了心电信号中的直流电压分量，无需片外隔直流电容，实现了放大器的全集成，全差分结构增大了电容放大器100的输出摆幅，提高了输出信号的动态范围。
如图2所示，本具体实施例中，所述sigma-delta调制器110为2阶反相器型sigma-delta调制器，所述反相器型sigma-delta调制器110的两输入端分别连接至电容放大器100的负输出端和正输出端，反相器型sigma-delta调制器110输出信号doutd至数字信号处理平台进行处理。反相器型sigma-delta调制器110包括一个2阶调制器和一个量化器，所述2阶调制器由两个一阶积分器(分别为第一一阶积分器111和第二一阶积分器112)串联而成，第一一阶积分器111和第二一阶积分器112均采用2个共源共栅反相器来实现。
具体的，第一一阶积分器111由反相器1、反相器2、开关、电容、驱动电路1和驱动电路2构成，包括输入信号vin(电容放大器100的负输出端输出的信号)的输入通路和输入信号vip(电容放大器100的正输出端输出的信号)的输入通路，输入信号vin的输入通路具体结构为：输入信号vin通过开关sw2_clk1连接到采样电容cs1的左极板；输入共模电压vcm通过开关sw1_clk1连接至采样电容cs2的左极板；参考高电平vrefh和参考低电平vrefl分别通过两个sw_doutdb1开关与开关sw3_clk2的上侧相连，同时开关sw3_clk2的下侧与采样电容cs2的左极板相连；此外，输入共模电压vcm也通过开关sw4_clk2连接至采样电容cs1的左极板；而采样电容cs1和cs2的右极板一起连接到两个共模电容cm1和cm2的下极板和补偿电容cc1的左极板；反相器1的输出vop1通过开关sw5_clk2、共模电压vcm通过开关sw6_clk1分别连接至共模电容cm1的上极板；反相器2的输出von1通过开关sw8_clk2、输入共模电压vcm通过开关sw7_clk1分别连接至共模电容cm2的上极板；共模电容cm1和cm2的下极板都连接至补偿电容cc1的左极板；再次，输入共模电压vcm通过开关sw9_clk1连接至补偿电容cc1的左极板，补偿电容cc1的右极板连接至反相器1的输入端和开关sw11_clk1的下侧；开关sw10_clk2的下侧连接至补偿电容cc1的左极板，上侧连接至反馈电容cf1的左极板；开关sw11_clk1的下侧和上侧分别连接至反相器1的输入端和反馈电容cf1的左极板；反馈电容cf1的左极板和右极板分别和开关sw10_clk2和sw11_clk1的上侧与反相器1的输出端vop1相连；输入信号vip的输入通路的电路结构与输入信号vin的输入通路的电路结构对称，具体详见图2，此不再细说。
驱动电路1的输入为sigma-delta调制器110的输出doutd，输出为doutdb1，用于控制开关sw_doutdb1；驱动电路2的输入为sigma-delta调制器110的输出doutd，输出为doutd1，用于控制开关sw_doutd1。
所述第二一阶积分器112由反相器3、反相器4、开关、电容、驱动电路3和驱动电路4构成，包括输入信号vop1(反相器1的输出端vop1输出的信号)的输入通路和输入信号von1(反相器2的输出端von1输出的信号)的输入通路，输入信号vop1的输入通路具体结构为：输入信号vop1通过开关sw12_clk2和sw13_clk2连接到采样电容cs3的左极板；输入共模电压vcm通过开关sw15_clk1连接至采样电容cs4的左极板；参考高电平vrefh和参考低电平vrefl分别通过两个开关sw_doutb1与开关sw14_clk1的上侧相连，同时开关sw14_clk1的下侧与采样电容cs3的左极板相连；而采样电容cs3和cs4的右极板一起连接到两个共模电容cm1和cm2的下极板和补偿电容cc2的左极板；反相器3的输出端von2通过开关sw16_clk1、输入共模电压vcm通过开关sw17_clk2分别连接至共模电容cm3的上极板；反相器4的输出端vop2通过开关sw19_clk1、输入共模电压vcm通过开关sw18_clk2分别连接至共模电容cm4的上极板；共模电容cm3和cm4的下极板都连接至补偿电容cc1的左极板；再次，共模电压vcm通过开关sw20_clk2连接至补偿电容cc1的左极板。补偿电容cc2的右极板连接至反相器3的输入端和开关sw22_clk2的下侧；开关sw21_clk1的下侧连接至补偿电容cc1的左极板，上侧连接至反馈电容cf2的左极板；开关sw22_clk2的下侧和上侧分别连接至反相器3的输入端和反馈电容cf2的左极板；反馈电容cf2的左极板、右极板分别和开关sw21_clk1和sw22_clk2的上侧与反相器3的输出端von2相连；输入信号von1的输入通路的电路结构与输入信号vop1的输入通路的电路结构对称，具体详见图2，此不再细说。
驱动电路3的输入为sigma-delta调制器110的反向输出doutb，输出为doutb1，用于控制开关sw_doutb1；驱动电路4的输入为sigma-delta调制器110的输出dout，输出为dout1，用于控制开关sw_dout1。
本具体实施例中，所述量化器包括nmos晶体管m1-m9、m15和m17以及pmos晶体管m10-m14和m16，nmos晶体管m1和m2的栅极分别连接至反相器4的输出端vop2和反相器3的输出端von2(2阶调制器的两个输出端)，源极都连接地，nmos晶体管m1和m2的漏极分别连接到nmos晶体管m6和m7的源极，nmos晶体管m4的栅极与时钟信号clk2相连，源极和漏极分别与nmos晶体管m3的源极和nmos晶体管m5的漏极相连，nmos晶体管m3的源极与漏极短接，nmos晶体管m3的漏极连接至nmos晶体管m1的漏极，栅极接时钟信号clk1，nmos晶体管m5的源极与漏极短接，nmos晶体管m5的源极连接至nmos晶体管m7的源极，栅极接时钟信号clk1，nmos晶体管m6的栅极连接到pmos晶体管m10的栅极以及nmos晶体管m9的漏极，nmos晶体管m6的漏极连接到nmos晶体管m8的源极，nmos晶体管m7的栅极连接到pmos晶体管m12的栅极以及nmos晶体管m8的漏极，nmos晶体管m7的漏极连接到nmos晶体管m9的源极；nmos晶体管m8的栅极连接时钟信号clk1，nmos晶体管m8的漏极连接到pmos晶体管m10的漏极，nmos晶体管m9的栅极连接时钟信号clk1，nmos晶体管m9的漏极连接到pmos晶体管m12的漏极，pmos晶体管m10和m12的源极都连接到电源上，pmos晶体管m11的漏极连接到pmos晶体管m10的漏极，pmos晶体管m11的栅极连接到时钟信号clk1，pmos晶体管m11的源极接电源；pmos晶体管m13的漏极连接到pmos晶体管m12的漏极，pmos晶体管m13的栅极连接到时钟信号clk1，pmos晶体管m13的源极接电源，pmos晶体管m14和nmos晶体管m15构成反相器，pmos晶体管m14和nmos晶体管m15的栅极连接至pmos晶体管m10的漏极，输出比较信号voutp1；pmos晶体管m16和nmos晶体管m17构成反相器，pmos晶体管m16和nmos晶体管m17的栅极连接至pmos晶体管m12的漏极，输出比较信号voutn1；时钟信号clk1和clk2为两相非交叠时钟信号，比较信号voutp1和voutn1经过rs锁存器输出最终的比较器结果doutb和dout。
量化器的差分输出分别输出到两个触发器的输入端，触发器时钟由clk2进行控制，最终输出模数转换结果doutd以及反向结果doutdb。
采用二阶反相器型sigma-delta调制器110的结构，在避免高阶调制器造成电路稳定性问题的同时、简化了设计，节约了功耗，提高了电路的可靠性，实现了10bit以上的输出信噪比。
为了进一步阐明本发明的有益技术效果，特选取电源电压为0.6v，输入信号幅度5mv，频率为480hz的正弦波，时钟频率为256khz进行说明。
图4为根据本发明输入信号幅度为5mv，480hz正弦波，时钟频率为256khz时输出的频谱分析结果，如图4所示，采用本发明对上述输入信号经过放大后，sigma-delta调制器110模数转换后输出的频谱分析结果，输出信噪比在66db以上，有效精度10.78bit，功耗仅有8微瓦，技术效果良好。
综上所述，本发明具有以下优点：(1)采用全集成、高通型放大器以及反相器型sigma-delta调制器的结构，通过反馈电容和电阻并联的方式，滤除了心电信号中的直流分量，解决需要隔直流电容滤除心电信号直流分量的问题，实现了电路的全集成；(2)通过在电路中使用全差分的跨导放大器结构，增大了输出信号的摆幅，提高了输出信号的动态范围；(3)通过在模拟前端中采用反相器型sigma-delta调制器，可以在极低电源电压下对心电检测电压信号直接进行量化、编码，降低了电路复杂度；(4)二阶反向器型sigma-delta调制器包括一个二阶调制器和量化器，将放大后的心电信号转换为数字码，输出至数字信号处理平台进行处理；(5)整体模拟前端电路输出信号精度达到66db以上，在实现电路极低功耗的同时获得了10bit以上的信噪比输出，具有精度高、可靠性强、功耗低等优点，适用于心电检测芯片的应用。
尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。