一种紧凑型集成多赫蒂放大器的制作方法

本发明涉及一种集成多赫蒂放大器，具体地涉及一种紧凑型集成多赫蒂放大器。

背景技术：

功率放大器作为无线通信系统中射频前端重要的核心模块之一，其对通信系统的整体性能有着至关重要的影响。随着无线通信的发展，系统对数据快速传输的需求越来越大，这就要采用更加复杂的调制方式，进而要求通信信号具有较高的峰均比值，因此对功率放大器的线性度提出了更高的要求。在实际应用中，通常采用功率回退的方法来满足其对线性度的要求，但是如此将牺牲大幅度的效率，不但增加了无线通信的运营成本，还会因散热等问题恶化系统的不稳定性。因此在满足所需的线性度条件下，如何提高功率放大器的效率，成为了当今功放研发的重点。另外随着功放数量的增多，对功放的小型化，集成度也提出了更高的要求，

多赫蒂（doherty）放大器技术具有结构简单、容易实现，尤其是能够在功率回退的情况下保持高水平效率的优点，能够较好地在效率和线性度中取得平衡。但代价是：多赫蒂放大器的开发需要非常精确的设计。多赫蒂放大器中包含的组件的电参数(例如，陶瓷电容器及其在印制电路板(pcb)上的位置)必须以比传统功率放大器所需的容限小得多的容限来精确定义。此外，由于机械容限，使得主级和峰级封装的接地接触及其在pcb的输入微芯片与输出微芯片之间的位置不能足够精确地复现，并增加了这两个放大分支之间的相位不一致性。由此，对多赫蒂放大器参数值的精度有不利影响，这导致生产良率变低。

为保证多赫尔蒂电路的性能，对电路存在一定的要求：精确的输入功率控制，输出功率牵引，以及提供给主级和峰级的输入信号的幅度和相位的控制。

传统的doherty放大器由于参与匹配的元件较多，导致电路面积大，不容易集成，而且损耗也大。如图1所示的多赫蒂放大器架构，这种架构存在以下缺点：

1、没有电抗补偿网络，所以只能在阻抗满足一定条件的情况下使用，大大缩小了其应用范围。

2、独立电感的使用，面积大，一致性相对较差。

3、输入没有相位拟合网络，影响doherty合成效果。会造成一定带宽内amam曲线的恶化。

技术实现要素：

针对上述技术问题，本发明目的在于提供一种紧凑型集成多赫蒂放大器，能够很大程度地减少多赫蒂电路的匹配元件，节省面积，易于集成，并且能够减小整个电路的损耗，提升多赫蒂电路的性能。

为了解决现有技术中的这些问题，本发明提供的技术方案是：

一种紧凑型集成多赫蒂放大器，包括：

输入，输出，主放大器，及至少一个辅放大器，所述主放大器的输出节点通过高阻变换线与辅放大器的输出节点连接，所述高阻变换线还连接寄生参数平衡网络，将辅放大器的输出节点作为输出。

优选的技术方案中，所述寄生参数平衡网络包括平衡电感和与平衡电感串联的接地平衡电容。

优选的技术方案中，所述高阻变换线包括两个串联连接的电感，所述寄生参数平衡网络连接于两个电感的连接节点。

优选的技术方案中，所述输入位于第一衬底上，所述主放大器、高阻变换线、及辅放大器集成于第二衬底上，所述寄生参数平衡网络及输出阻抗变换线位于第三衬底上。

优选的技术方案中，所述输入、主放大器、高阻变换线、及辅放大器、寄生参数平衡网络、及输出阻抗变换线集成于同一有源衬底上。

优选的技术方案中，所述辅放大器的输出节点连接输出阻抗变换器（ait）后作为输出。

相对于现有技术中的方案，本发明的优点是：

1、主放大器和辅放大器采用高阻变换线(hil)直接相连并通过寄生参数平衡网络一同吸收晶体管寄生参数，能够很大程度地减少多赫蒂电路的匹配元件，节省面积，易于集成，并且能够减小整个电路的损耗，提升多赫蒂电路的性能。

2、该种多赫蒂放大器在输入可以设置相位匹配网络(pmn)能够拟合输出的相位曲线，使得合路amam特性变好，并适合宽带应用。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

图1为现有多赫蒂放大器的电路架构图；

图2为本发明较佳实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图3为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图4为本发明多赫蒂放大器的一种设计示例；

图5为本发明另一种多赫蒂放大器原理框图；

图6为本发明多赫蒂放大器的另一种设计示例。

具体实施方式

以下结合具体实施例对上述方案做进一步说明。应理解，这些实施例是用于说明本发明而不限于限制本发明的范围。实施例中采用的实施条件可以根据具体厂家的条件做进一步调整，未注明的实施条件通常为常规实验中的条件。

实施例1：

如图2所示，一种紧凑型集成多赫蒂放大器，包括：输入（rfin），输出（rfout），主放大器m，及一个辅放大器p，当然也可以扩展为多个辅放大器，原理相同，这里仅以一个辅放大器进行具体说明，主放大器m的输出节点通过高阻变换线（高阻延迟线）hil与辅放大器p的输出节点连接，高阻变换线还连接寄生参数平衡网络100，例如可以在高阻变换线的中间抽头tc连接寄生参数平衡网络100，辅放大器p的输出节点连接输出阻抗变换线ait作为输出（rfout）。

寄生参数平衡网络100包括平衡电感和与平衡电感串联的接地平衡电容。高阻变换线的中间抽头tc连接寄生参数平衡网络100的平衡电感lb，平衡电感lb的另一端与接地的平衡电容cb形成串联电路。

寄生参数平衡网络中的平衡电感lb可以采用键合线电感实现也可以采用平面电感或由分布式高阻线替代实现，这里不做限定。

连接主放大器m和辅放大器p的高阻变换线（高阻延迟线）hil可以由两个串联电感ls1和ls2实现，如图3所示，将电感ls1和ls2的连接节点作为中间抽头tc。

辅放大器p的输出节点连接输出阻抗变换线ait后作为输出。阻抗变换器的特性阻抗选择可以按主路和辅路对称原则来选取，也可以按主路和辅路非对称原则来选取。输出阻抗变换线ait用于将doherty合路的阻抗变换到一定的数值，例如，50ohm。

高阻变换线hil与寄生参数平衡网络的lb、cb以及主放大器和辅放大器的寄生参数共同构成doherty倒相电路，起到doherty电路中高阻牵引的作用。高阻牵引的原理根据如下公式：

n为系数，ropt为晶体管最佳输出性能时的阻抗，xl为负载电抗。为了获取高效率的同时兼顾带宽和线性，选取合适的m值，例如2<m<4。从而得到n和xl的值。再根据n和xl的值以及主放大器和辅放大器的寄生参数的值计算出高阻变换线hil的阻抗和相位、寄生参数平衡网络中的电感lb和电容cb的值。

输入（rfin）连接功率分配单元pd，功率分配单元pd的两个输出端分别与主路输入匹配网络imm和辅路输入匹配网络imp的输入端相连，将功率分配给主路和辅路两个支路。主路输入匹配网络imm输出端与主晶体管m相连，形成阻抗匹配。辅路输入匹配网络imp的输出端与相位均衡网络pbn的输入端相连形成阻抗匹配，相位均衡网络pbn的输出端与辅晶体管的输入端相连形成阻抗匹配的同时，实现均衡的移相。

如图4所示，输入无源集成器件(ipd1)和输出无源集成器件(ipd2)集成在低成本的基片衬底上，如gaas，高阻硅，pcb，陶瓷片等。主放大器、高阻变换线、及辅放大器集成于有源衬底上，如gan，gaas，ldmos等，形成单片集成电路(mmic)。

集成无源器件(ipd1，ipd2)和单片集成电路(mmic)一起贴装在散热法兰(flange)上。输入端通过键合线bw1与外界相连，输出端通过键合线bw4与外界相连。输入无源集成电路ipd1通过键合线bw2与单片集成电路mmic相连，输出无源集成电路ipd2通过bw3和bw5与单片集成电路mmic相连。

实施例2：

如图5、6所示，将所有的电路集成在同一个有源衬底上，包括输入、主放大器、高阻变换线、及辅放大器、寄生参数平衡网络、及输出中的电路，有源衬底如gan，gaas，ldmos等，形成单片集成电路(mmic)。mmic贴装在法兰上，输入端通过键合线bw1外界相连，输出端通过键合线bw2与外界相连。

本发明架构的组装方式可以采用i-module形式。也可以采用传统封装形式，比如陶瓷，omp，空腔塑料等。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。