电子装置及零交越失真的补偿方法与流程

本发明是有关于一种脉波宽度调变及脉波编码调变的运用技术，且特别是有关于一种利用预先对输入信号进行补偿以降低或减少零交越失真影响的电子装置以及零交越失真的补偿方法。

背景技术：

脉波宽度调变(pulsewidthmodulation；pwm)及/或脉波编码调变(pulse-codemodulation；pcm)是将模拟信号转换为数字信号或是将模拟信号数字化的技术，常用于音频设备(如，音响)、马达等需要进行精细信号控制处理的电子设备。

采用pcm或pwm技术的电子设备常将模拟式信号(如，pcm信号或pwm信号)与参考波形信号相互比较以产生驱动级(driverstage)电路的控制信号。驱动级电路通常由两个驱动开关来实现。为了避免这两个驱动开关同时开启或关闭，电子设备的驱动电路通常会让这两个驱动开关的控制信号不会同时导通。然而，由于模拟信号通常为连续性的信号，因此若驱动开关不会同时导通的话，势必会让部分信号的能量耗损，因而导致了零交越失真(zerocrossingdistortion)的产生。在需要信号对进行精细控制处理的情况下，零交越失真将会导致电子设备发生些许的异常，例如音频不连续、产生杂音、马达运转不顺畅等情形。在需要让信号滑顺而不受噪声影响的相关技术(如，音频设备、具备小型马达的电子设备)中，零交越失真的影响将对使用者造成不良的操作感受。

因此，在采用pcm或pwm技术的电子设备中，如何对可能发生零交越失真的电子设备进行补偿以尽量消除零交越失真的影响，便成为重要的课题。

技术实现要素：

本发明提供一种使用脉波宽度调变的电子装置以及零交越失真的补偿方法，此电子装置先行将输入信号预先提前或延迟偏移时脉值，以预先对输入信号进行补偿，从而降低或减少零交越失真的影响。

本发明的电子装置包括预偏移电路、控制电路、驱动级电路以及负载电路。预偏移电路，获得输入信号以产生预偏移输入信号。控制电路耦接预偏移电路。控制电路接收并比较所述预偏移输入信号以及参考信号以产生至少两个控制信号。所述控制电路延迟所述至少两个控制信号其中之一以使所述至少两个控制信号之间的启动时段互不重叠。驱动级电路耦接所述控制电路。驱动级电路包括至少两个驱动开关，至少两个驱动开关分别依据至少两个控制信号而决定其导通状态。负载电路耦接驱动级电路的至少两个驱动开关。负载电路依据至少两个驱动开关的所述导通状态而被驱动。预偏移电路依据输入信号的极性以及预设偏移值调整输入信号以产生预偏移输入信号，其中预设偏移值相关于至少两个控制信号在启动时互不重叠的时段。

本发明的零交越失真的补偿方法适用于包括负载电路的电子装置。所述补偿方法包括下列步骤：依据输入信号的极性以及预设偏移值调整所述输入信号以产生预偏移输入信号；比较预偏移输入信号以及参考信号以产生至少两个控制信号，其中所述至少两个控制信号其中之一被延迟以使所述至少两个控制信号之间的启动时段互不重叠；以及，依据所述至少两个驱动开关的所述导通状态而驱动所述负载电路。所述预设偏移值相关于所述至少两个控制信号在启动时互不重叠的时段。

基于上述，本发明所述的电子装置及零交越失真的补偿方法先行利用预偏移电路以依据输入信号的极性(polarity)(例如，正极信号与负极信号)将输入信号的电压预先提高或降低预设偏移值而产生预偏移输入信号，此预设偏移值相关于控制电路所产生的两个控制信号在启动时互不重叠(non-overlap)的时段(此时段可称为是警戒区)。然后，当预偏移输入信号通过控制电路而产生驱动级电路的控制信号时，由于控制电路会延迟至少两个控制信号其中之一以使至少两个控制信号之间的启动时段互不重叠，因此将输入信号进行预偏移的动作将可补偿控制电路对控制信号进行延迟而产生的零交越失真的影响，增加电子装置在零点(亦即，输入信号在转换极性的时间点)附近的信噪比(snr)。

附图说明

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

图1是依照本发明一实施例的一种电子装置的方块图。

图2为图1所示的正向控制时序产生器及负向控制时序产生器中相关信号的时序图。

图3a为图1所示的驱动不重叠控制电路的电路图及时序图。

图3b为图1所示的驱动不重叠控制电路的电路图及时序图。

图4为电子装置的负载电路的信噪比示意图。

图5是依照本发明一实施例的一种电子装置的方块图。

图6为图5中预偏移电路的方块图。

图7是依照本发明一实施例的预偏移输入信号ps的数值vps以及输入信号spcm的数值vspcm的对比示意图。

符号说明：

100、500：电子装置

110：控制电路

112：正向控制时序产生器

114：负向控制时序产生器

116、118：驱动不重叠控制电路/电路

120：驱动级电路

122：正向驱动级电路

124：负向驱动级电路

130：负载电路

140：参考信号产生器

500：电子装置

560：预偏移电路

570：反馈电路

610：信号极性解析器

620：输入信号调整电路

622：乘法器

624：符号切换开关

626：加法器

630：信号饱和剪裁器

spcm：输入信号

sref：参考信号

反向参考信号

pbv：预设偏移值

ps：预偏移输入信号

clk：时脉信号

scp、scn：信号

or：或门

delay：延迟器

scp1、scp2、scn1、scn2：控制信号

tp1、tp2、tn1、tn2：时间点

gzp：警戒区时段

mp1、mp2、mn1、mn2：晶体管

l1、l2、l3、l4：线

vspcm：输入信号的数值

p：负载电路获得的功率

pi：功率

vps：预偏移输入信号的数值

vspcm：输入信号的数值

具体实施方式

图1是一种电子装置100的方块图。请参照图1，电子装置100主要包括控制电路110、驱动级电路120以及负载电路130。本实施例的电子装置100是以数字音频应用为主，电子装置100中的负载电路130是以扬声器作为举例。当然，应用本实施例者亦可将图1所述的电子装置100应用至其他领域，例如需要精细控制的马达驱动、影像处理等。电子装置100还可包括参考信号产生器140。参考信号产生器140用以产生参考信号sref。本实施例的参考信号sref的类型为三角波形(triangularwaveform)信号或锯齿波形(sawtoothwaveform)信号。

控制电路100用以接收输入信号spcm以及参考信号sref，并比较输入信号spcm以及参考信号sref而产生至少两个控制信号(如，控制信号scp1及scp2、及scn1及scn2)。驱动级电路120则依据至少两个控制信号(如，控制信号scp1及scp2、控制信号scn1及scn2)而决定至少两个驱动开关的导通状态。详细来说，驱动级电路120包括正向驱动级电路122以及负向驱动级电路124。正向驱动级电路122包括两个驱动开关，并分别以p型晶体管mp1以及n型晶体管mn1来实现；负向驱动级电路124包括两个驱动开关，并分别以p型晶体管mp2以及n型晶体管mn2来实现。负载电路130依据这些驱动开关(晶体管mp1、mp2、mn1及mn2)的导通状态来被驱动。负载电路130可以包括扬声器、马达或其他负载元件。

本实施例的控制电路110可包括控制时序产生器(如，正向(positive)控制时序产生器112及负向(negative)控制时序产生器112)以及驱动不重叠控制电路(如，电路116及118)。换句话说，本实施例利用正向控制时序产生器112、驱动不重叠控制电路116以及正向驱动级电路122来侦测输入信号spcm的极性为正极时的信号改变情形；利用负向控制时序产生器114、驱动不重叠控制电路118以及负向驱动级电路124来侦测输入信号spcm的极性为负极时的信号改变情形。本实施例是为了获得输入信号spcm在正极与负极时的信号改变情形方才同时使用正向驱动级电路122/负向驱动级电路124、驱动不重叠控制电路116/118以及正向驱动级电路122/负向驱动级电路124。应用本实施例者可依其需求而仅利用正向控制时序产生器112、驱动不重叠控制电路116以及正向驱动级电路122来获得输入信号spcm在正极时的信号改变情形，或是利用负向控制时序产生器114、驱动不重叠控制电路118以及负向驱动级电路124来获得输入信号spcm在负极时的信号改变情形。正向控制时序产生器112及负向控制时序产生器112接收时脉信号clk。

图2为图1正向控制时序产生器112及负向控制时序产生器112中相关信号的时序图。图2中的反向参考信号为参考信号sref的反向。正向控制时序产生器112通过参考信号sref以及输入信号spcm产生信号scp；负向控制时序产生器114通过反向参考信号以及输入信号spcm产生信号scn。本实施例的信号scp及信号scn皆符合脉波宽度调变形式。如图2中的时段t1所示，当反向参考信号大于输入信号spcm时，信号scn为逻辑“0”；当反向参考信号小于等于输入信号spcm时，信号scn为逻辑“1”。当信号scn为逻辑“0”的时段愈长，则表示负极的输入信号spcm的电压振幅(也就是，输入信号spcm的电压数值的绝对值)愈大。如图2中的时段t2所示，当参考信号sref大于输入信号spcm时，信号scp为逻辑“1”；参考信号sref小于输入信号spcm时，信号scp为逻辑“0”。当信号scp为逻辑“0”的时段愈长，则表示正极的输入信号spcm的电压振幅愈大。基于脉波宽度调变的相关技术，应用本实施例者可通过正向控制时序产生器112及负向控制时序产生器112来获得输入信号spcm在正极与负极时的信号改变情形以及振幅大小。

由于图1驱动级电路120通常采用晶体管(如，mp1、mp2、mn1、mn2)来实现驱动开关，且晶体管的固有特性无法即时性的导通或截止。若晶体管mp1及mn1同时导通的话，将会引起电磁干扰(electromagneticinterference；emi)、驱动级电路120和/或负载电路130烧毁等影响电子装置100的系统稳定性的相关问题。因此，本实施例利用驱动互不重叠控制电路116及118以将控制信号(如，scp1及scp2、scn1及scn2)之间的启动时段互不重叠，才能防止正向驱动级电路122中的晶体管mp1及mn1同时导通、或是负向驱动级电路122中的晶体管mp2及mn2同时导通。

图3a为图1驱动不重叠控制电路116的电路图及时序图。图3b为图1驱动不重叠控制电路118的电路图及时序图。本实施例的驱动不重叠控制电路116及驱动不重叠控制电路118皆是由两个或门or跟两个延迟器delay组成。然则，应用本实施例应可利用其他不同的电路结构还实现驱动不重叠控制电路116及118，不应受限于图3a及图3b的揭露。控制信号scp1及控制信号scp2分别控制正向驱动级电路122中的p型晶体管mp1及n型晶体管mn1的导通状态；控制信号scn1及控制信号scn2分别控制负向驱动级电路124中的p型晶体管mp2及n型晶体管mn2的导通状态。

请参阅图3a，右方波型图中的控制信号scp1的启动时段(也就是，逻辑“0”的时段)与控制信号scp2的启动时段(也就是，逻辑“1”的时段)互不重叠。图3a的不重叠控制电路116会在控制信号scp1从截止时段(逻辑“1”的时段)转换到启动时段(逻辑“0”的时段)的时间点tp1延迟一个警戒区时段gzp，亦会在控制信号scp2从截止时段(逻辑“0”的时段)转换到启动时段(逻辑“1”的时段)的时间点tp2延迟一个警戒区时段gzp。警戒区时段gzp也称作是两个控制信号scp1及scp2在启动时互不重叠的时段。

请参阅图3b，右方波型图中的控制信号scn1的启动时段(也就是，逻辑“0”的时段)与控制信号scn2的启动时段(也就是，逻辑“1”的时段)互不重叠。图3b的不重叠控制电路118会在控制信号scn1从截止时段(逻辑“1”的时段)转换到启动时段(逻辑“0”的时段)的时间点tn1延迟一个警戒区时段gzp，亦会在控制信号scn2从截止时段(逻辑“0”的时段)转换到启动时段(逻辑“1”的时段)的时间点tn2延迟一个警戒区时段gzp。警戒区时段gzp也称作是两个控制信号scp1及scp2在启动时互不重叠的时段。

换句话说，将两个控制信号scp1及scp2其中之一延迟一个警戒区时段gzp的动作是由控制电路110中的驱动不重叠控制电路116实现；将两个控制信号scn1及scn2其中之一延迟一个警戒区时段gzp的动作是由控制电路110中的驱动不重叠控制电路118实现。警戒区时段gzp可由经验法则、电路模拟等方式来获得，本实施例系以时脉信号clk的两个周期来设定警戒区时段gzp。

回到图1，驱动不重叠控制电路116及118虽然可以避免驱动级电路120中的驱动开关同时导通的问题，但会降低负载电路130在零点(亦即，输入信号在转换极性的时间点)附近的信噪比(snr)。图4为电子装置100的负载电路130的信噪比示意图。图4的横轴表示输入信号spcm的数值vspcm，图4的横轴表示负载电路获得的功率p。在理想情况且无功率耗损下，负载电路130的信噪比应与线l1一般。然而，由于图1中的控制电路110延迟两个控制信号其中之一，导致实际的信噪比呈现如线l2所示。换句话说，当输入信号spcm的数值vspcm愈接近0，将会因为上述被延迟的警戒区时段gzp而造成功率pi的散失，此处的问题称为是零交越失真。若电子装置100应用于音频设备或需要精细操作的马达驱动设备时，将会让低振幅的输入信号无法作用到负载电路130，从而失去『精细操作』的效果。

藉此，为了补偿上述零交越失真的影响，本发明实施例将先行利用预偏移电路以依据输入信号的极性(polarity)(例如，正极信号与负极信号)将输入信号的电压预先提高或降低预设偏移值而产生预偏移输入信号。此预设偏移值相关于控制电路所产生的两个控制信号在启动时互不重叠的时段(亦即，警戒区时段gzp)。然后，当预偏移输入信号通过控制电路而产生驱动级电路的控制信号时，由于控制电路会延迟至少两个控制信号其中之一以使至少两个控制信号之间的启动时段互不重叠，因此将输入信号进行预偏移的动作将可补偿控制电路对控制信号进行延迟而产生的零交越失真的影响，增加电子装置在零点附近的信噪比(snr)。另一方面，虽然会将输入信号的电压进行预先性地提高或降低，但由于输入信号在最大正电压值/最小负电压值所呈现的效果在精细操作的要求上并未有较大的差异(例如，最大的音频输出、最大功率的马达运转)，因此本发明实施例实际上并未减损到输入信号spcm的电压输入范围。

图5是依照本发明一实施例的一种电子装置500的方块图。图1与图5之间的主要差异在于，图5主要额外增加预偏移电路560。预偏移电路560获得输入信号spcm以产生预偏移输入信号ps。详细来说，预偏移电路560依据输入信号spcm的极性(例如，符号位为正值的正极信号或是符号位为负值的负极信号))以及预设偏移值pbv来调整输入信号spcm以产生预偏移输入信号ps。当输入信号spcm为正值时，使输入信号spcm的电压提高预设偏移值pbv以产生预偏移输入信号ps；当输入信号spcm为负值时，使输入信号spcm的电压降低预设偏移值pbv以产生预偏移输入信号ps。

预设偏移值pbv系相关于控制信号(scp1及scp2、scn1及scn2)在启动时互不重叠的时段(亦即，警戒区时段gzp)。本发明实施例可通过多种方式来获得预设偏移值pbv，以下列举三种。第一种方式类似于前述警戒区时段gzp的获得方式，本实施例中的预设偏移值pbv可藉由经验法则、电路模拟等方式来获得，并为电子装置500在出厂前设定此预设偏移值pbv。当警戒区时段gzp愈长，则预设偏移值pbv的电压数值变愈大；当警戒区时段gzp愈短，则预设偏移值pbv的电压数值变愈小。第二种获得预设偏移值pbv的方式则为，通过反馈电路570以在电子装置500进行初始化操作时先行通过信号scp以及控制信号scp1(或控制信号scp2)判读警戒区时段gzp的长度，并利用判读的警戒区时段gzp来计算出所需的预设偏移值pbv，从而提供预设偏移值pbv给预偏移电路560使用。反馈电路570也可以通过信号scn以及控制信号scn1(或控制信号scn2)判读警戒区时段gzp的长度。第三种获得预设偏移值pbv的方式则为，反馈电路570可动态地通过信号scp以及控制信号scp1(或控制信号scp2)判读警戒区时段gzp的长度，并利用判读的警戒区时段gzp来计算出所需的预设偏移值pbv，从而提供预设偏移值pbv给预偏移电路560使用。

图6为图5中预偏移电路560的方块图。请参照图6，预偏移电路560主要包括信号极性解析器610以及输入信号调整电路620。信号极性解析器610用以分析输入信号spcm的极性以获得符号位信号sb。例如，当输入信号spcm为正值，输入信号spcm的极性便为正极，且符号位信号sb用以表示为正极；当输入信号spcm为负值，输入信号spcm的极性便为负极，且符号位信号sb用以表示为负极。输入信号调整电路620耦接信号极性解析器610，且输入信号调整电路620依据符号位信号sb以调整输入信号spcm。当符号位信号sb表示输入信号spcm为正值时，输入信号调整电路620使输入信号spcm的电压提高预设偏移值pbv。当符号位信号sb表示输入信号spcm为负值时，输入信号调整电路620使输入信号spcm的电压降低预设偏移值pbv。

输入信号调整电路620可包括乘法器622、符号切换开关624及加法器626。乘法器622依据预设偏移值pbv以产生负值预设偏移值也就是说，乘法器622将预设偏移值pbv乘以数值“-1”以获得预设偏移值符号切换开关624耦接信号极性解析器610以及乘法器622。符号切换开关624的第一输入端接收预设偏移值pbv，符号切换开关624的第二输入端接收负值预设偏移值符号切换开关624依据符号位信号sb以选择性地将其第一输入端或第二输入端耦接至符号切换开关624的输出端。加法器626的第一输入端接收输入信号spcm，加法器626的第二输入端耦接符号切换开关624的输出端，加法器626将输入信号spcm与符号切换开关624的输出端的输出电压相加以产生预偏移输入信号ps。当符号位信号sb表示输入信号spcm为正值时，符号切换开关624将其第一输入端耦接至符号切换开关624的输出端，以使输入信号spcm的电压提高预设偏移值pbv。当符号位信号sb表示输入信号spcm为负值时，符号切换开关624将其第二输入端耦接至符号切换

开关624的输出端，以使输入信号spcm的电压提高负值预设偏移值(也就是，减少预设偏移值pbv)。

预偏移电路560还可包括信号饱和剪裁器630。信号饱和剪裁器630耦接输入信号调整电路620的输出端。信号饱和剪裁器630是为了避免预偏移输入信号ps的电压过大/过小而超过/低于控制电路110的预设最大电压值/预设最小电压值所用。当预偏移输入信号ps的电压大于预设最大电压值时，信号饱和剪裁器630便将预偏移输入信号ps的电压调整为等同于预设最大电压值，从而避免预偏移输入信号ps的电压过大。相对地，当预偏移输入信号ps的电压小于预设最小电压值时，信号饱和剪裁器630将预偏移输入信号ps的电压调整为等同于预设最小电压值，从而避免预偏移输入信号ps的电压过小。

图7是依照本发明一实施例的预偏移输入信号ps的数值vps以及输入信号spcm的数值vspcm的对比示意图。图7的横轴表示输入信号spcm的数值vspcm；图7的纵轴表示预偏移输入信号ps的数值vps。线l3表示数值vspcm与数值vps的转换线，线l4则是当数值vspcm与数值vps皆为相同的参考线。从图7可看出，当输入信号spcm的数值vspcm为正值时，预偏移输入信号ps的数值vps比输入信号spcm的数值vspcm高出预设偏移值pbv；当输入信号spcm的数值vspcm为负值时，预偏移输入信号ps的数值vps比输入信号spcm的数值vspcm低预设偏移值pbv。如此一来，便可将电子装置500的负载电路130的信噪比从图4中的线l2经由本发明实施例的补偿而回到线l1。

综上所述，本发明所述的电子装置及零交越失真的补偿方法先行利用预偏移电路以依据输入信号的极性(polarity)(例如，正极信号与负极信号)将输入信号的电压预先提高或降低预设偏移值而产生预偏移输入信号，此预设偏移值相关于控制电路所产生的两个控制信号在启动时互不重叠(non-overlap)的时段(此时段可称为是警戒区)。然后，当预偏移输入信号通过控制电路而产生驱动级电路的控制信号时，由于控制电路会延迟至少两个控制信号其中之一以使至少两个控制信号之间的启动时段互不重叠，因此将输入信号进行预偏移的动作将可补偿控制电路对控制信号进行延迟而产生的零交越失真的影响，增加电子装置在零点(亦即，输入信号在转换极性的时间点)附近的信噪比(snr)。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。