差动放大电路的制作方法

本发明涉及差动放大电路。

背景技术：

以往，在缓冲器、电压调节器或者生成基准电压的电路中，使用了包含由fet构成的差动对的差动放大电路。例如，在专利文献1公开了向构成差动对的各fet的体端子(以下，也称为“背栅极”)供给与输入到该fet的栅极端子的输入信号相应的电压的放大器。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-126129号公报

在差动放大电路中，一般来说，优选构成差动对的两个fet的特性相等。但是，实际上由于fet的制造偏差、温度的不同等，有时该两个fet的特性不完全一致。关于这一点，在专利文献1公开的结构中并未考虑该fet的特性的不一致，因此有可能得不到所希望的输出电压，从而输出电压产生偏差。

技术实现要素：

发明要解决的课题

本发明是鉴于这样的情形而完成的，其目的在于，提供一种即使在构成差动对的fet间存在特性的不同也可抑制输出电压的偏差的差动放大电路。

用于解决课题的技术方案

为了达成这样的目的，本发明的一个侧面涉及的差动放大电路具备：差动对，包含第一fet以及第二fet；第一电流源，生成第一fet以及第二fet中流动的电流；以及输出电路，基于差动对的动作，输出与第一fet的栅极电压和第二fet的栅极电压之差相应的输出电压，第一fet的背栅极与第一fet的栅极连接，第二fet的背栅极与第二fet的栅极连接，与输出电压相应的第一反馈电压输入到第二fet的栅极。

发明效果

根据本发明，能够提供一种即使在构成差动对的fet间存在特性的不同也可抑制输出电压的偏差的差动放大电路。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

图2是使构成差动对的一个p沟道mosfet的背栅极电压变化的情况下的输出电压的仿真结果。

图3a是用于说明由于背栅极与栅极连接而造成的寄生二极管的影响的图。

图3b是用于说明由于背栅极与栅极连接而造成的寄生二极管的影响的图。

图4是示出本发明的第二实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

图5是示出本发明的第三实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

图6是示出本发明的第四实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

图7是示出本发明的第五实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

图8是示出本发明的第六实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

图9是示出本发明的第七实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。

附图标记说明

100a～100g：差动放大电路，110a～110c：初级电路，120a～120f：输出电路，130：电平移位器电路，140、140a、140b：电流源，mp1～mp10：p沟道mosfet，mn1～mn5：n沟道mosfet，r1～r6：电阻元件，c1：电容器，is1～is9：电流源，d1、d2：二极管。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式详细地进行说明。另外，对于相同要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。

图1是示出本发明的第一实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。图1所示的差动放大电路100a构成所谓的电压跟随器电路。具体地，差动放大电路100a具备包含差动对的初级电路110a和输出电路120a。初级电路110a例如具备p沟道mosfet(mp1、mp2)、n沟道mosfet(mn1、mn2)以及电流源is1。输出电路120a具备n沟道mosfet(mn3)、电流源is2、电阻元件r1以及电容器c1。以下，对各构成要素具体地进行说明。

p沟道mosfet(mp1、mp2)构成差动对。具体地，关于p沟道mosfet(mp1)(第一fet)，源极与p沟道mosfet(mp2)的源极连接，输入电压vin输入到栅极，漏极与n沟道mosfet(mn1)的漏极连接。关于p沟道mosfet(mp2)(第二fet)，源极与p沟道mosfet(mp1)的源极连接，输出电压vout(第一反馈电压)输入到栅极，漏极与n沟道mosfet(mn2)的漏极连接。此外，在p沟道mosfet(mp1、mp2)的源极-漏极间流过电流源is1(第一电流源)生成的电流。在将差动放大电路100a视为运算放大器的情况下，一个p沟道mosfet(mp1)的栅极为非反相输入端子，另一个p沟道mosfet(mp2)的栅极为反相输入端子。此外，差动放大电路100a的输出电压(即，输出电路120a的输出电压)vout输入到p沟道mosfet(mp2)的栅极(即，反相输入端子)，从而构成电压跟随器电路。在此，在本实施方式中，p沟道mosfet(mp1、mp2)均分别为背栅极与栅极连接。关于背栅极与栅极连接的效果将后述。

n沟道mosfet(mn1、mn2)构成电流镜电路，作为差动对的负载而发挥功能。具体地，关于n沟道mosfet(mn1)，漏极与p沟道mosfet(mp1)的漏极连接，栅极与n沟道mosfet(mn2)的栅极连接，源极被接地。关于n沟道mosfet(mn2)，漏极与p沟道mosfet(mp2)的漏极连接，栅极与漏极连接，源极被接地。在此，如果n沟道mosfet(mn1、mn2)的尺寸相等，则流过n沟道mosfet(mn1、mn2)的电流变得相等。另外，在构成差动对的p沟道mosfet(mp1、mp2)的尺寸不同的情况下，n沟道mosfet(mn1、mn2)的尺寸比也可以与p沟道mosfet(mp1、mp2)的尺寸比相等。

关于n沟道mosfet(mn3)，从电流源is2向漏极供给电流，向栅极输入p沟道mosfet(mp1)的漏极电压vd(即，n沟道mosfet(mn1)的漏极电压vd)，源极被接地。n沟道mosfet(mn3)从漏极将输出电压vout输出。

电阻元件r1以及电容器c1串联连接在n沟道mosfet(mn3)的漏极-栅极间。电阻元件r1以及电容器c1是用于在后述的负反馈的环路中抑制由于输入电压与输出电压的相位差产生的振荡的相位补偿用的元件。

电流源is1(第一电流源)、is2分别向p沟道mosfet(mp1、mp2)以及n沟道mosfet(mn3)供给电流。另外，具体地，电流源is1、is2例如也可以是由电流镜电路分别生成的电流。以下，在电流源is3～is9中也是同样的。

通过上述的结构，在差动放大电路100a中，基于差动对的动作，输出与p沟道mosfet(mp1)的栅极电压(即，输入电压vin)和p沟道mosfet(mp2)的栅极电压(即，输出电压vout)之差相应的输出电压vout。具体地，例如在输出电压vout比输入电压vin高的情况下，p沟道mosfet(mp2)的栅极-源极间电压下降，流过p沟道mosfet(mp2)的电流减少。由此，流过n沟道mosfet(mn2)的电流减少，流过n沟道mosfet(mn1)的电流增加。因此，n沟道mosfet(mn1)的漏极电压vd上升，流过n沟道mosfet(mn3)的电流增加，所以输出电压vout下降。此外，例如在输出电压vout比输入电压vin低的情况下，通过与上述相反的动作，输出电压vout上升。这样，在差动放大电路100a中，负反馈发挥作用，使得输出与输入电压vin相等的输出电压vout。

在此，在差动放大电路中，一般来说，优选构成差动对的两个mosfet的特性相等(即，mosfet的配对性高)。但是，实际上由于mosfet的制造偏差、温度的不同等，存在该两个mosfet的特性不完全一致的情况。在该情况下，有可能相对于输入电压vin得不到所希望的输出电压vout，从而输出电压vout产生偏差。

关于这一点，在差动放大电路100a中，通过构成差动对的p沟道mosfet(mp1、mp2)的各背栅极与各栅极连接，从而即使在两个mosfet间存在特性的不同，也能够抑制输出电压vout的偏差。以下，参照图2对这一点进行说明。

图2是使构成差动对的一个p沟道mosfet的背栅极电压变化的情况下的输出电压的仿真结果。在该仿真中，代替将图1所示的差动放大电路100a中的p沟道mosfet(mp2)的背栅极与栅极连接而使施加于该背栅极的电压变化。在图2所示的曲线图中，横轴表示p沟道mosfet(mp2)的背栅极电压vb(v)，纵轴表示输出电压vout(v)。

一般来说，mosfet的阈值电压会根据施加于背栅极的电压的变动而变动(基板偏置效应)。具体地，若mosfet的背栅极电压变低，则阈值电压变低。另一方面，若mosfet的背栅极电压变高，则阈值电压变高。例如，若图1所示的p沟道mosfet(mp2)的背栅极电压vb变高，则由于基板偏置效应，该p沟道mosfet(mp2)的阈值电压变高。于是，与p沟道mosfet(mp2)的背栅极电压vb不变动的结构相比，流过p沟道mosfet(mp2)的电流进一步减少。由此，如上所述，流过n沟道mosfet(mn2)的电流减少，另一方面，流过n沟道mosfet(mn1)的电流增加。因此，n沟道mosfet(mn1)的漏极电压vd上升，流过n沟道mosfet(mn3)的电流增加，所以输出电压vout下降。像这样，背栅极电压vb和输出电压vout如图2所示那样具有负的相关关系。

返回到图1，在差动放大电路100a中，p沟道mosfet(mp2)的背栅极与栅极连接。因此，若假设p沟道mosfet(mp1)的栅极电压与p沟道mosfet(mp2)的栅极电压产生差异，则该差异也会对背栅极电压造成影响，负反馈在抑制输出电压vout的变动的方向上发挥作用。由此，生成输出电压vout，使得进一步与输入电压vin相等。具体地，例如，若p沟道mosfet(mp2)的栅极电压变得比p沟道mosfet(mp1)的栅极电压高，则p沟道mosfet(mp2)的背栅极电压也变高。因此，p沟道mosfet(mp2)的阈值电压变高，较之于背栅极不与栅极连接的结构，流过p沟道mosfet(mp2)的电流进一步减少。像这样，在差动放大电路100a中，负反馈的作用增强。另外，为了与p沟道mosfet(mp2)的阈值电压一致，p沟道mosfet(mp1)的背栅极也与栅极连接。

通过上述的结构，在差动放大电路100a中，即使在构成差动对的两个mosfet的配对性低的情况下，因为负反馈的作用增强，所以也能够抑制输出电压vout的偏差。

图3a以及图3b是用于说明由于背栅极与栅极连接而造成的寄生二极管的影响的图。在mosfet中，一般来说，在源极-背栅极间以及背栅极-漏极间能够产生寄生二极管。图3a以及图3b是用于比较该寄生二极管的影响的图。具体地，图3a示出像一般看上去的那样p沟道mosfet的背栅极与源极连接的结构。另一方面，图3b示出像差动放大电路100a中的p沟道mosfet(mp1、mp2)那样背栅极与栅极连接的结构。

在图3a中，因为背栅极与源极连接，所以源极-背栅极间电压vfs1成为0v。此外，背栅极-漏极间电压vfd1为反向偏置。因此，基本无需考虑由寄生二极管的影响造成的向背栅极的不必要的电流的产生。

另一方面，在图3b中，因为背栅极与栅极连接，所以产生源极-背栅极间电压vfs2。因此，由于该寄生二极管的影响，有可能在背栅极流过不必要的电流。但是，如果栅极-源极间电压vgs2比源极-背栅极间电压vfs2低(vgs2＜vfs2)，则可抑制电流流到背栅极。此外，若比较图3a和图3b，则在图3b中，背栅极代替源极而与栅极连接，因此背栅极的电压降低δvgs(＝vgs1-vgs2)的量。由此，由于基板偏置效应，阈值电压变低。因此，vgs2＜vgs1成立，所以vgs2＜vfs2容易成立。

另外，在背栅极-漏极间，假设在漏极电压比栅极电压高的情况下成为寄生二极管的正向。但是，因为源极电压比漏极电压高，所以如果vfd2＞vgs2成立，则无需考虑寄生二极管的影响。

像这样，在差动放大电路100a中，能够在抑制起因于将p沟道mosfet(mp1、mp2)的背栅极与栅极连接的寄生二极管的影响的同时将基板偏置效应利用于负反馈的作用。

图4是示出本发明的第二实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。另外，对于与图1所示的差动放大电路100a相同的要素标注相同的附图标记，并省略说明。此外，在第二实施方式以后，省略关于与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，对于同样的结构带来的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。

图4所示的差动放大电路100b，代替p沟道mosfet而由n沟道mosfet构成差动对。具体地，差动放大电路100b中的初级电路110b例如具备n沟道mosfet(mn4、mn5)、p沟道mosfet(mp3、mp4)以及电流源is3。输出电路120b具备p沟道mosfet(mp5)、电流源is4、电阻元件r1以及电容器c1。

n沟道mosfet(mn4、mn5)构成差动对。具体地，关于n沟道mosfet(mn4)(第一fet)，漏极与p沟道mosfet(mp3)的漏极连接，输入电压vin输入到栅极，源极与n沟道mosfet(mn5)的源极连接。关于n沟道mosfet(mn5)(第二fet)，漏极与p沟道mosfet(mp4)的漏极连接，输出电压vout(第一反馈电压)输入到栅极，源极与n沟道mosfet(mn4)的源极连接。此外，在n沟道mosfet(mn4、mn5)的漏极-源极间流过由电流源is3(第一电流源)生成的电流。进而，n沟道mosfet(mn4、mn5)均分别为背栅极与栅极连接。

p沟道mosfet(mp3、mp4)构成电流镜电路，作为差动对的负载而发挥功能。具体地，关于p沟道mosfet(mp3)，在源极被供给电源电压vcc，栅极与p沟道mosfet(mp4)的栅极连接，漏极与n沟道mosfet(mn4)的漏极连接。关于p沟道mosfet(mp4)，在源极被供给电源电压vcc，栅极与漏极连接，漏极与n沟道mosfet(mn5)的漏极连接。

关于p沟道mosfet(mp5)，在源极被供给电源电压vcc，在栅极被输入n沟道mosfet(mn4)的漏极电压vd，在源极-漏极间流过由电流源is4生成的电流。p沟道mosfet(mp5)从漏极将输出电压vout输出。

通过上述的结构，差动放大电路100b也与差动放大电路100a同样地，负反馈发挥作用，使得输入电压vin和输出电压vout变得相等。此外，通过构成差动对的两个n沟道mosfet(mn4、mn5)的背栅极与栅极连接，从而该负反馈的作用增强。因此，差动放大电路100b即使在构成差动对的两个mosfet的配对性低的情况下也能够抑制输出电压vout的偏差。

此外，例如在图1所示的差动放大电路100a中，在输入电压vin与电源电压vcc接近且p沟道mosfet(mp1、mp2)的栅极-源极间电压成为阈值电压以下的情况下，p沟道mosfet(mp1、mp2)成为截止，不能使用。因此，例如在电源电压vcc下降的情况下，输入电压vin和输出电压vout的上限值可能变低。关于这一点，即使输入电压vin为电源电压vcc的附近，差动放大电路100b也能够进行动作。因此，差动放大电路100b与差动放大电路100a相比，输入电压vin和输出电压vout的上限值提高，能够使动态范围向电源电压vcc侧移动。

图5是示出本发明的第三实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。图5所示的差动放大电路100c与图4所示的差动放大电路100b相比，初级电路110c还具备电平移位器电路130。电平移位器电路130例如具备p沟道mosfet(mp6、mp7)以及电流源is5、is6。

关于p沟道mosfet(mp6)(第三fet)，源极与n沟道mosfet(mn4)的栅极连接，输入电压vin输入到栅极，漏极被接地。关于p沟道mosfet(mp7)(第四fet)，源极与n沟道mosfet(mn5)的栅极连接，输出电压vout(第一反馈电压)输入到栅极，漏极被接地。此外，在p沟道mosfet(mp6、mp7)的源极-漏极间分别流过由电流源is5(第二电流源)、is6(第二电流源)生成的电流。此外，在p沟道mosfet(mp6、mp7)中，也与n沟道mosfet(mn4、mn5)同样要求配对性。因此，p沟道mosfet(mp6、mp7)的背栅极分别与栅极连接。

在差动放大电路100c中，通过具备电平移位器电路130，从而比输入电压vin升压了p沟道mosfet(mp6)的栅极-源极间电压的量的电压输入到n沟道mosfet(mn4)的栅极。同样地，比输出电压vout升压了p沟道mosfet(mp7)的栅极-源极间电压的量的电压输入到n沟道mosfet(mn5)的栅极。

通过上述的结构，差动放大电路100c也与差动放大电路100b同样地，即使在构成差动对的两个mosfet的配对性低的情况下也能够抑制输出电压vout的偏差。

此外，例如在图4所示的差动放大电路100b中，在输入电压vin与接地电压接近且n沟道mosfet(mn4、mn5)的栅极-源极间电压成为阈值电压以下的情况下，n沟道mosfet(mn4、mn5)成为截止，不能使用。关于这一点，即使输入电压vin和输出电压vout为接地电压的附近，因为被升压后的电压输入到n沟道mosfet(mn4、mn5)的栅极，所以差动放大电路100c也能够进行动作。因此，差动放大电路100c与差动放大电路100b相比，输入电压vin和输出电压vout的下限值下降，能够使动态范围向接地电位侧移动。

另外，在本实施方式中，虽然p沟道mosfet(mp6、mp7)的背栅极分别与栅极连接，但是该背栅极不限于与栅极连接的结构，例如也可以与源极连接。

图6是示出本发明的第四实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。图6所示的差动放大电路100d构成所谓的升压型调节器电路。具体地，差动放大电路100d与差动放大电路100b相比，输出电路120c代替电流源is4而具备电阻元件r2、r3。

电阻元件r2、r3串联连接在p沟道mosfet(mp5)的漏极(即，输出电压vout被输出的端子)与接地之间。具体地，电阻元件r2(第一负载)的一端与p沟道mosfet(mp5)的漏极连接，另一端与电阻元件r3的一端连接。电阻元件r3(第二负载)的另一端被接地。

在本实施方式中，代替在n沟道mosfet(mn5)的栅极被直接输入输出电压vout而被输入与输出电压vout相应的电压。具体地，电阻元件r2与电阻元件r3的连接点处的电压(第一反馈电压)输入到n沟道mosfet(mn5)的栅极。即，在n沟道mosfet(mn5)的栅极被输入通过电阻元件r1、r2的电阻值进行了分压的电压。换言之，在差动放大电路100d中，能够输出比输入电压vin(＝n沟道mosfet(mn5)的栅极电压)高的输出电压vout。

通过上述的结构，差动放大电路100d也与差动放大电路100a同样地，即使在构成差动对的两个mosfet的配对性低的情况下，也能够抑制输出电压vout的偏差。此外，在差动放大电路100d中，能够输出将输入电压vin进行了升压的所希望的电压。

另外，对输出电压vout进行分压的元件不限于电阻元件r2、r3，也可以是其他负载。

图7是示出本发明的第五实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。在以下的点上不同，即，上述的差动放大电路100a～100d是输出与输入电压vin相应的输出电压vout的电路，另一方面，图7所示的差动放大电路100e是输出给定的输出电压vbgr的电压生成电路。具体地，例如差动放大电路100e构成带隙参考电路。

初级电路110a虽然具备与图1所示的初级电路110a同样的构成要素，但是不同点在于，在p沟道mosfet(mp1、mp2)的栅极分别被输入与输出电压vbgr相应的电压v2(第二反馈电压)、v1(第一反馈电压)。在差动放大电路100e中，基于差动对的动作而进行动作，使得电压v2与电压v1变得相等。

输出电路120d具备电流源140、电阻元件r4～r6以及二极管d1、d2。

电流源140(第三电流源)被输入p沟道mosfet(mp1)的漏极电压vd并输出与漏极电压vd相应的(即，与输出电压vbgr相应的)电流iout1(第一电流)、iout2(第二电流)。具体地，电流源140生成电流iout1、iout2，使得在漏极电压vd上升的情况下电流iout1、iout2的电流量增加，在漏极电压vd下降的情况下电流iout1、iout2的电流量减少。此外，在本实施方式中，设电流iout1和电流iout2的电流量相等。

电阻元件r4以及二极管d1(第三负载)串联连接在电流源140的输出与接地之间，并被供给电流iout1。由此，电流iout1通过二极管d1的电流-电压变换特性进行了变换的电压v1(第一反馈电压)从电阻元件r4与二极管d1的连接点输出。电阻元件r5、r6以及二极管d2(第四负载)串联连接在电流源140的输出与接地之间，并被供给电流iout2。由此，电流iout2通过电阻元件r6以及二极管d2的电流-电压变换特性进行了变换的电压v2(第二反馈电压)从电阻元件r5与电阻元件r6的连接点输出。电阻元件r5通过流过电流iout2，由此从电流源140侧的一端输出使电压v2上升了所希望的电压的量的输出电压vbgr。电阻元件r4为了使电流源140的电流iout1侧和电流iout2侧的输出中的电压一致而根据电阻元件r5进行设置。

在此，设二极管d1的尺寸小于二极管d2的尺寸，且电阻值高。即，二极管d1的电阻值与电阻元件r6和二极管d2的合成电阻的电阻值相等。由此，电压v1与电压v2变得相等。

在p沟道mosfet(mp1)(第一fet)的栅极被输入电压v2(第二反馈电压)，由此形成包含p沟道mosfet(mp1)的负反馈。具体地，例如，在电压v2比电压v1高的情况下，流过p沟道mosfet(mp1)的电流减少，流过n沟道mosfet(mn1)的电流也减少。由此，漏极电压vd下降，因此电流源140输出的电流iout2减少。因此，电压v2下降。像这样，在包含p沟道mosfet(mp1)的环路中，负反馈发挥作用。

另一方面，在p沟道mosfet(mp2)(第二fet)的栅极被输入电压v1(第一反馈电压)，由此形成包含p沟道mosfet(mp2)的正反馈。具体地，例如，在电压v1比电压v2低的情况下，流过p沟道mosfet(mp2)的电流增加，流过n沟道mosfet(mn2)的电流也增加。由此，流过n沟道mosfet(mn1)的电流减少，因此漏极电压vd下降，电流源140输出的电流iout1减少。因此，电压v1下降。像这样，在包含p沟道mosfet(mp2)的环路中，正反馈发挥作用。

在此，电压v1通过被供给电流iout1的二极管d1的电流-电压变换特性来生成，但电压v2通过被供给电流iout2的二极管d2与电阻元件r6的电流-电压变换特性之和来生成。因此，电压v2的负反馈与电压v1的正反馈相比，反馈的增益增大包含电流-电压变换特性的斜率为线性的电阻元件r6的电压降的量。因此，在差动放大电路100e中，若这些正反馈以及负反馈的作用被合成，则负反馈胜出，因此电压v1、v2以及输出电压vbgr分别在任意的值稳定。

像这样，在差动放大电路100e中，进行动作，使得电压v1与电压v2变得相等，输出稳定的输出电压vbgr。此外，在上述的结构中，也通过构成差动对的p沟道mosfet(mp1、mp2)的背栅极与栅极连接，从而负反馈的作用增强。因此，差动放大电路100e即使在构成差动对的两个mosfet的配对性低的情况下也能够抑制输出电压vbgr的偏差。

另外，虽然在本实施方式中示出电流iout1与电流iout2的电流量相等且二极管d1与二极管d2的尺寸不同的结构，但是电流以及二极管的组合不限于此。例如，也可电流iout1的电流量比电流iout2的电流量多，且二极管d1与二极管d2的尺寸相等。

此外，二极管d1、d2不限于二极管，只要是负载即可。例如，代替二极管d1、d2，也可以是进行了二极管连接的双极晶体管等其他元件。

图8是示出本发明的第六实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。图8所示的差动放大电路100f具体地示出了图7所示的差动放大电路100e中的电流源140的结构的一个例子。

电流源140a例如具备n沟道mosfet(mn3)、p沟道mosfet(mp8、mp9)、电阻元件r1、电容器c1以及电流源is2、is7、is8。另外，n沟道mosfet(mn3)、电阻元件r1、电容器c1以及电流源is2的结构与图1所示的输出电路120a的结构相同，因此省略详细的说明。

关于p沟道mosfet(mp8、mp9)，分别在源极被供给电源电压vcc，栅极与n沟道mosfet(mn3)的漏极连接，漏极与电阻元件r4、r5的一端连接。

电流源is7、is8分别通过对电阻元件r4、r5的一端持续供给电流，从而使电压v1、v2成为比0v高的电压。由此，避免电压v1、v2均为0v而不能稳定地正常动作。

通过上述的结构，在电流源140a中，生成与n沟道mosfet(mn1)的漏极电压vd相应的电流iout1、iout2并输出。具体地，例如，若漏极电压vd上升，则流过n沟道mosfet(mn3)的电流增加。由此，p沟道mosfet(mp8、mp9)的栅极电压下降。因此，流过p沟道mosfet(mp8、mp9)的电流(即，电流iout1、iout2)增加。另一方面，若漏极电压vd下降，则通过与上述相反的动作，流过p沟道mosfet(mp8、mp9)的电流(即，电流iout1、iout2)减少。

像这样，通过差动放大电路100f的结构，能够实现与差动放大电路100e同样的动作。因此，在差动放大电路100f中，即使在构成差动对的两个mosfet的配对性低的情况下，也能够抑制输出电压vbgr的偏差。

图9是示出本发明的第七实施方式涉及的差动放大电路的结构的电路图。图9所示的差动放大电路100g示出了图8所示的差动放大电路100f中的电流源140a的变形例。

具体地，虽然在图8所示的电流源140a中，具备两组p沟道mosfet以及电流源的组合，在各组合中生成了电流iout1、iout2，但是在图9所示的电流源140b中，在一组p沟道mosfet以及电流源的组合中生成的电流被分配为电流iout1、iout2。

即，关于p沟道mosfet(mp10)，在源极被供给电源电压vcc，栅极与n沟道mosfet(mn3)的漏极连接，漏极与电阻元件r4的一端以及电阻元件r5的一端连接。电流源is9对电阻元件r4、r5的一端持续供给电流。p沟道mosfet(mp10)生成的电流被分配为电流iout1、iout2，并分别供给到电阻元件r4、r5。另外，如上所述，通过差动放大电路100g中的负反馈的作用，电压v1与电压v2变得相等。因此，例如在电阻元件r4与电阻元件r5的电阻值相等的情况下，各自的电压降相等，因此电流iout1与电流iout2的电流量变得相等。

通过上述的结构，也能够构成图7所示的电流源140。因此，差动放大电路100g能够得到与差动放大电路100f同样的效果。此外，差动放大电路100g与差动放大电路100f相比，p沟道mosfet以及电流源的组合只要有一组即可，因此能够缩小电路规模。

以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。在差动放大电路100a～100g中，构成差动对的p沟道mosfet(mp1、mp2)或n沟道mosfet(mn4、mn5)的背栅极与栅极连接，与输出电压vout、vbgr相应的电压输入到一个mosfet的栅极。由此，根据p沟道mosfet(mp2)或n沟道mosfet(mn5)的栅极电压的变动，背栅极电压也变动，该mosfet的阈值电压变动。因此，通过差动放大电路100a～100g，负反馈的作用增强，能够抑制输出电压vout、vbgr的偏差。

此外，在差动放大电路100a、100b中，输入电压vin输入到差动对的一个p沟道mosfet(mp1)或n沟道mosfet(mn4)的栅极，输出电压vout输入到另一个p沟道mosfet(mp2)或n沟道mosfet(mn5)的栅极。由此，构成了可抑制输出电压vout的偏差的电压跟随器电路。

此外，差动放大电路100d还具备串联连接在将输出电压vout输出的端子与接地之间的电阻元件r2、r3，电阻元件r2与电阻元件r3的连接点处的电压输入到n沟道mosfet(mn5)的栅极。由此，构成了可抑制输出电压vout的偏差的升压型调节器电路。

此外，差动放大电路100c还具备背栅极与栅极连接的p沟道mosfet(mp6、mp7)，输入电压vin被升压p沟道mosfet(mp6)的栅极-源极间电压的量并输入到n沟道mosfet(mn4)的栅极，输出电压vout被升压p沟道mosfet(mp7)的栅极-源极间电压的量并输入到n沟道mosfet(mn5)的栅极。由此，在差动放大电路100c中，与差动放大电路100b相比，输入电压vin和输出电压vout的下限值下降。因此，通过差动放大电路100c，能够使动态范围向接地电位侧移动。

此外，差动放大电路100e～100g还具备：输出与初级电路110a输出的电压相应的电流的电流源140(140a、140b)；用于设定输出电压vbgr的电阻元件r4、r5；以及用于通过电流源140(140a、140b)的输出电流来生成电压v1、v2的二极管d1、d2和电阻元件r6，电压v2输入到差动对的一个p沟道mosfet(mp1)的栅极，电压v1输入到另一个p沟道mosfet(mp2)的栅极。由此，形成包含p沟道mosfet(mp2)的正反馈的环路，但是因为形成增益更大的包含p沟道mosfet(mp1)的负反馈的环路，所以它们被合成而形成负反馈的环路。因此，能够构成可抑制输出电压vbgr的偏差的带隙参考电路。

另外，应用上述的差动放大电路100a～100g的电路没有特别限定，但例如可以在搭载于便携式电话等移动通信设备的功率放大电路中，作为对放大器供给偏置电流或电压的偏置电路的基准电压的生成来应用。通过稳定地供给该基准电压，从而能够稳定地生成偏置电流或电压。

此外，在上述的差动放大电路100a～100g中，p沟道mosfet与n沟道mosfet的区别是例示，这些mosfet也可以相互置换。

以上说明过的各实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更或改良，并且本发明还包含其等价物。即，只要具备本发明的特征，本领域技术人员对各实施方式适当地施加了设计变更的实施方式也包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并非限定于例示的内容，能够适当地进行变更。此外，只要技术上可行，各实施方式具备的各要素就能够进行组合，将它们进行了组合的实施方式只要包含本发明的特征也包含于本发明的范围。