一种高线性度的功率放大器的制作方法

本发明属于集成电路领域，尤其涉及一种高线性度的功率放大器。

背景技术：

进入21世纪后，能源需求与供给的矛盾越来越突出，世界各地各行各业都力求做到能源的高效率利用，这对无线通信集成电路系统提出了很高的要求，涵盖了低电压、低功耗、高性能、重量轻、体积小等一系列比较苛刻的指标。目前，移动通信设备均采用数-模混合集成电路设计，即前端射频接收电路部分是模拟系统，后端a/d转换器后的部分为数字系统。由于低电压、低功耗及小体积的要求，将前端的模拟射频电路与后端的数字电路单芯片集成成为主流趋势。目前数字系统的工作电压及功耗可以做得非常低，而数字电路低电压并不适合于模拟射频电路工作，因为当模拟射频电路与后端数字电路共用同样的电压时，射频电路的动态范围、线性度、工作频率及增益将受到电压降低的限制。功率放大器(poweramplifier,pa)位于发射机的末级，它将已调制的信号放大到一定的功率值，送到天线中发射，在保证相关接收机收到满意的信号电平的同时，不干扰临近其它无线通信系统的正常工作。功率放大器决定着输出信号的质量，随着通信系统的不断发展，功率放大器对于线性度要求越来越高，从而保证发射信号的完整性。

目前功率放大器的线性度提高技术主要包括数字预失真技术与包络注入。数字预失真技术是现今最常用的线性度提高技术，但是其反馈回路会带来面积与功耗的损失；包络注入技术可以在足够宽的带宽内提高功率放大器的线性度，但是，注入信号无法精确控制，会人为导致信号失真。在宽带功率放大器设计中，推挽放大器作为常用的结构，可以节省功率放大器的芯片面积与功耗。但使用推挽式放大器，存在大信号时，推挽式功率放大器线性度低的问题。

技术实现要素：

针对现有应用广泛的功率放大器中存在的线性度、功耗以及芯片面积之间强烈的折衷问题，本发明提供了一种高线性度的功率放大器，该功率放大器降低了大信号时所述功率放大器的三阶互调点，提升了所述功率放大器的线性度。

本发明提供了一种高线性度的功率放大器，包括主体放大电路和偏置电压产生电路；

所述主体放大电路由两个互补对称电路构成，包括第一推挽功率放大电路和第二推挽功率放大电路；

所述主体放大电路包括第一推挽功率放大电路和第二推挽功率放大电路，所述第一推挽功率放大电路和所述第二推挽功率放大电路构成互补对称电路；

所述第一推挽功率放大电路包括两个管型互补的mos管：第一pmos管和第一nmos管；

所述第二推挽功率放大电路包括两个管型互补的mos管：第二pmos管和第二nmos管；

所述偏置电压产生电路包括第一偏置电压产生电路和第二偏置电压产生电路；

所述第一偏置电压产生电路为所述第一pmos管提供栅极电压，通过调整所述第一偏置电压产生电路中元器件阻抗值的大小，以使所述第一pmos管偏置在线性区；

所述第二偏置电压产生电路为所述第二pmos管提供栅极电压，通过调整所述第二偏置电压产生电路中元器件阻抗值的大小，以使所述第二pmos管偏置在线性区；

所述主体放大电路用于对所述高线性度的功率放大器的输入信号进行放大。

优选地，所述第一pmos管的源极和所述第二pmos管的源极相连；所述第一pmos管的漏极和所述第一nmos管的漏极相连；所述第二pmos管的漏极和所述第二nmos管的漏极相连；所述第一nmos管的源极和所述第二nmos管的源极相连；

所述第一pmos管和所述第一nmos管构成一级放大器电路；

所述第一pmos管用来放大所述高线性度的功率放大器输入信号的正半周；

所述第一nmos管用来放大所述高线性度的功率放大器输入信号的负半周；

所述第一pmos管和所述第一nmos管输出的半周信号在所述第一pmos管的漏极和所述第一nmos管的漏极连接处合成一个完整周期的输出信号；

所述第二pmos管和所述第二nmos管构成另外一级放大器电路；

所述第二pmos管用来放大所述高线性度的功率放大器输入信号的正半周；

所述第二nmos管用来放大所述高线性度的功率放大器输入信号的负半周；

所述第二pmos管和所述第二nmos管输出的半周信号在所述第一pmos管的漏极和所述第二nmos管的漏极连接处合成另外一个完整周期的输出信号。

优选地，第一偏置电压电路包括第三pmos管、第三nmos管和第一电阻；所述第三pmos管、所述第三nmos管和所述第一电阻组成一个分压电路；

通过调整第三pmos管、第三nmos管和第一电阻的阻抗值的大小，以使所述第一pmos管的栅极电压小于第一pmos管的源极电压与栅极电压之差时，所述第一pmos管偏置在线性区；

优选地，第二偏置电压电路包括第四pmos管、第四nmos管和第二电阻；第四pmos管、第四nmos管和第二电阻组成一个分压电路；

通过调整所述第四pmos管、所述第四nmos管和所述第二电阻的阻抗值的大小，以使所述第二pmos管的栅极电压小于第二pmos管的源极电压与栅极电压之差时，使所述第二pmos管偏置在线性区。

优选地，所述第一偏置电压产生电路包括第三pmos管、第三nmos管和第一电阻；

所述第二偏置电压产生电路包括第四pmos管、第四nmos管和第二电阻；

所述第三pmos管的源极连接所述第一pmos管的源极；

所述第三pmos管的漏极连接所述第一pmos管的栅极；

所述第三nmos管的源极连接所述第一nmos管的源极；

所述第三nmos管的漏极连接所述第一nmos管的栅极；

所述第四pmos管的源极连接所述第二pmos管的源极；

所述第四pmos管的漏极连接所述第二pmos管的栅极；

所述第四nmos管的源极连接所述第二nmos管的源极；

所述第四nmos管的漏极连接所述第二nmos管的栅极。

优选地，所述第一nmos管和所述第二nmos管一直工作在饱和区。

优选地，所述第一pmos管的输入电压大于所述第一pmos管的阈值电压时，所述第一pmos管用于补偿所述第一nmos管的增益；

所述第二pmos管的输入电压大于所述第二pmos管的阈值电压时，所述第二pmos管用于补偿所述第二nmos管的增益；

优选地，所述第一推挽功率放大电路和所述第二推挽功率放大电路的输入端电压极性相反，大小相等；

所述第一推挽功率放大电路和所述第二推挽功率放大电路的输出端电压极性相反，大小相等。

优选地，在大信号时，将所述第一pmos管、所述第二pmos管、所述第一nmos管、所述第二nmos管的跨导的一阶导数与二阶导数叠加，使所述功率放大器跨导的一次导数与二次导数趋近于0时，使所述第一pmos管和所述第二pmos管偏置在线性区。

本发明中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

本发明令第一推挽功率放大电路中的第一pmos管和第二推挽功率放大电路中的第二pmos管偏置在线性区，在大信号时，第一、二pmos管与第一、二nmos管的跨导的一次导数与二次导数叠加后，本发明中高线性度功率放大器跨导的一次导数与二次导数趋近于0，从而降低所述功率放大器输出的二阶谐波分量与三阶谐波分量来降低所述功率放大器的三阶互调点(thirdorderintermodulation，imd3)。且结构简单，节省芯片占用面积与功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明运行原理和使用的技术方案，下面将对运行原理和使用的技术中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些运行例子，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1是本发明一种高线性度的功率放大器的结构框图；

图2是本发明一种高线性度的功率放大器的电路原理图；

图3(a)是本发明一种高线性度的功率放大器的跨导曲线仿真图；

图3(b)是本发明一种高线性度的功率放大器的跨导一阶导数曲线仿真图；

图3(c)是本发明一种高线性度的功率放大器的跨导二阶导数曲线仿真图；

图4是本发明一种高线性度的功率放大器的imd3仿真结果图。

具体实施方式

下面将结合本发明运行原理中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种高线性度的功率放大器，如图1所示，包括主体放大电路100和偏置电压产生电路200；

所述主体放大电路100包括第一推挽功率放大电路101和第二推挽功率放大电路102，第一推挽功率放大电路101和第二推挽功率放大电路102构成互补对称电路；

所述偏置电压产生电路200包括第一偏置电压产生电路201和第二偏置电压产生电路202；

所述主体放大电路100用于对所述高线性度的功率放大器的输入信号进行放大；

所述偏置电压产生电路200用于为所述主体放大电路100提供偏置电压。

具体地，所述第一推挽功率放大电路101和所述第二推挽功率放大电路102的电路结构相同。

具体地，所述第一推挽功率放大电路101和所述第二推挽功率放大电路102的输入端电压极性相反，大小相等。

具体地，所述第一推挽功率放大电路101和所述第二推挽功率放大电路102的输出端电压极性相反，大小相等。

具体地，第一偏置电压产生电路201和所述第二偏置电压产生电路202的电路结构相同。

在具体实施例中，如图2所示：

第一推挽功率放大电路101包括两个管型互补的mos管：第一pmos管pm1和第一nmos管nm1。第二推挽功率放大电路102包括两个管型互补的mos管：第二pmos管pm2和第二nmos管nm2。第一pmos管pm1的源极与第二pmos管pm2的源极对接，对接端连接第一电压源vdd；第一pmos管pm1的漏极与第一nmos管nm1的漏极对接，对接端连接差分输出端的一端vout+；第二pmos管pm2的漏极与第二nmos管nm2的漏极对接，对接端连接差分输出端的另一端vout-；第一nmos管nm1的源极与第二nmos管nm2的源极对接，对接端接地vgnd。

具体地，第一pmos管pm1和第一nmos管nm1构成一级放大器电路；第一pmos管pm1用来放大所述高线性度的功率放大器输入信号的正半周；第一nmos管nm1用来放大所述高线性度的功率放大器输入信号的负半周；第一pmos管pm1和第一nmos管nm1输出的半周信号在第一pmos管pm1的漏极和第一nmos管nm1的漏极连接处合成一个完整周期的输出信号。

具体地，第一nmos管nm1一直工作在饱和区。

具体地，第一pmos管pm1的输入电压大于第一pmos管pm1的阈值电压时，第一pmos管pm1用于补偿第一nmos管nm1的增益。

由于第一推挽功率放大电路101与第二推挽功率放大电路102的电路结构完全相同，所以第二推挽功率放大电路102中的电路元器件特性和第一推挽功率放大电路101的电路元器件特性一样,工作原理也一样。

在具体实施例中，如图2所示：

第一偏置电压电路201包括第三pmos管pm3、第三nmos管nm3和第一电阻r1；第二偏置电压电路202包括第四pmos管pm4、第四nmos管nm4和第二电阻r2。第三pmos管pm3的源极连接第一pmos管pm1的源极；第三pmos管pm3的栅极和漏极相连；第三pmos管pm3的漏极连接第一电阻r1的一端和第三电阻r3的一端；第一pmos管pm1的栅极连接第三电阻r3的另一端；第三nmos管nm3的栅极和漏极相连；第三nmos管nm3的源极与第一nmos管nm1的源极相连；第三nmos管nm3的漏极连接第一电阻r1的另一端和第五电阻r5的一端；第一nmos管nm1的栅极连接第五电阻r5的另一端；第四pmos管pm4的源极连接第二pmos管pm2的源极；第四pmos管pm4的栅极和漏极相连；第四pmos管pm4的漏极连接第二电阻r2的一端和第四电阻r4的一端；第二pmos管pm2的栅极连接第四电阻r4的另一端；第四nmos管nm4的栅极和漏极相连；第四nmos管nm4的源极与第二nmos管nm2的源极相连；第四nmos管nm4的漏极连接第二电阻r2的另一端和第六电阻r6的一端；第二nmos管nm2的栅极连接第六电阻r6的另一端。

具体地，第三pmos管pm3、第三nmos管nm3和第一电阻r1组成一个分压电路，分担第一电压源vdd的电压，为第一pmos管pm1提供栅极电压；第四pmos管pm4、第四nmos管nm4和第二电阻r2组成另外一个分压电路，分担第一电压源vdd的电压，为第二pmos管pm2提供栅极电压。

具体地，本发明中的偏置电压产生电路采用第三pmos管pm3、第三nmos管nm3、第四pmos管pm4和第四nmos管nm4，可以降低工艺与温度对于推挽式放大器偏置电压的影响，从而保证pm1、pm2在不同工艺角与温度下都偏置在线性区，从而保证整个电路的功能正常。

在本实施例中，通过控制第三pmos管pm3、第三nmos管nm3和第一电阻r1的阻抗值的大小，可以调整第一pmos管pm1偏置在线性区。这是因为，第三pmos管pm3、第三nmos管nm3和第一电阻r1组成一个分压电路，分担第一电压源vdd的电压，为第一pmos管pm1提供栅极电压。当第一pmos管pm1的栅极电压小于第一pmos管pm1的源极电压与栅极电压之差时，第一pmos管pm1偏置在线性区。同理，通过控制第四pmos管pm4、第四nmos管nm4和第二电阻r2的阻抗值的大小，可以调整第二pmos管pm2偏置在线性区。

本发明电路的输出交流漏电流ids由泰勒级数进行展开后，如式(1)所示：

其中，vgs为输入直流信号摆幅，ids为输出直流漏电流，gmk为电路跨导的k-1阶导数，gmk的计算方式如式(3)所示：

gmk＝gmk-n+gmk-p(3)

其中，gmk_n为电路中第一nmos管nm1和第二nmos管nm2的跨导和，gmk_p为电路中第一pmos管pm1和第二pmos管pm2的跨导和。

功率放大器是一个非线性的器件，要提升功率放大器的线性度，就要降低功率放大器输出的谐波分量，即电路跨导的k-1阶导数。

故根据公式(1)、公式(2)和公式(3)可以知道，若想提高电路的线性度则需要令公式(1)中的跨导的一阶导数与二阶导数绝对值接近于0。

图3(a～c)给出了本发明pa电路中的第一pmos管pm1和第二pmos管pm2分别偏置在线性区和饱和区时，整个电路跨导gmk的仿真结果图，此时第一pmos管pm1和第二pmos管pm2的偏置电压设置为1034mv，第一nmos管nm1和第二nmos管nm2的偏置电压设置为575mv。由图3(a)可知，当pm1和pm2偏置在线性区时，跨导gm1的曲线在输入信号大于230mv时更平滑；由图3(b)、(c)可知，当pm1和pm2偏置在线性区时，跨导一阶导数gm2、跨导二阶导数gm3的曲线更接近于0。因此说明在大信号时，当pm1和pm2偏置在线性区时的电路的线性度要优于当pm1和pm2偏置在饱和区时的电路的线性度，仿真结果如图4所示，在输入功率大于-16dbm时，pm1和pm2偏置在线性区时的电路的imd3远低于pm1和pm2偏置在饱和区时的电路的imd3，最多相差21.7dbc。

本发明主要针对现有应用广泛的功率放大器中存在的线性度、功耗以及芯片面积之间强烈的折衷问题，在采用推挽式功率放大器结构的同时令pmos偏置在线性区，在大信号时，第一、二pmos管与第一、二nmos管的跨导的一次导数与二次导数叠加后，本发明中的高线性度的功率放大器跨导的一次导数与二次导数趋近于0，从而降低所述功率放大器输出的二阶谐波分量与三阶谐波分量来降低所述功率放大器的imd3。可以证明，电路在实现高线性度性能的同时也节省了所述功率放大器的芯片面积与功耗。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。