一种IPD滤波器及其强化滤波架构的制作方法

本发明涉及射频功率放大器滤波技术领域，具体涉及一种ipd滤波器及其强化滤波架构。

背景技术

nb-iot(narrowbandinternetofthings，窄带物联网)是万物互联网络的一个重要分支。nb-iot构建于蜂窝网络，只消耗大约180khz的带宽，可直接部署于gsm网络(globalsystemformobilecommunications，全球移动通讯系统)、umts网络(universalmobiletelecommunicationssystem，通用移动通讯系统)或lte网络(longtermevolution，长期演进)，以降低部署成本、实现平滑升级。

nb-iot是iot领域一个新兴的技术，支持低功耗设备在广域网的蜂窝数据连接，也被叫作低功耗广域网(lpwan)。nb-iot支持待机时间长、对网络连接要求较高设备的高效连接。据说nb-iot设备电池寿命可以提高至少10年，同时还能提供非常全面的室内蜂窝数据连接覆盖。在nb-iot射频功率放大器中，谐波抑制一般从1.4ghz开始，同时对高阶谐波也有抑制需求。

作为nb-iot射频功率放大器的ipd滤波结构，传统的ipd(integratedproductdevelopment，集成产品开发)滤波器架构中一个电感l和一个电容c形成一个带阻作为滤波主体，用来抑制二阶谐波；同时在带阻两侧各加入一个陷波电路来抑制三阶及以上谐波，但往往效果不是很好。

要想达到好的谐波抑制，需要增加额外的陷波电路来抑制，这会增加滤波器的损耗、面积和成本。

技术实现要素：

本发明实施例提供了一种ipd滤波器的强化滤波架构，包括：输入电感、第一陷波电路、带阻电路、第二陷波电路、输出电感，其特征在于，还包括第一电容，其中：所述输入电感的一端连接滤波输入端；所述第一陷波电路的一端连接所述输入电感的另一端和所述带阻电路的一端，另一端连接电源地；所述带阻电路的另一端连接所述第二陷波电路的一端和所述输出电感的一端；所述第二陷波电路的另一端连接所述电源地；所述输出电感的另一端连接滤波输出端；所述第一电容的一端连接所述第一陷波电路，所述第一电容的另一端连接所述第二陷波电路。

进一步地，所述滤波输入端的输入阻抗和所述滤波输出端的输出阻抗都是50欧姆。

进一步地，所述第一陷波电路和所述第二陷波电路频率不同。

进一步地，所述第一陷波电路包括串联的第二电容、第二电感。

进一步地，所述带阻电路包括并列的第三电容、第三电感。

进一步地，所述第二陷波电路包括串联的第四电容、第四电感。

进一步地，所述第一电容的一端连接所述第二电容、第二电感的连接点，所述第一电容的另一端连接所述第四电容、第四电感的连接点。

进一步地，所述第一电容与所述第二电感和第四电感产生谐振以抑制三阶和四阶的谐波。

进一步地，所述架构抑制二次谐波的范围为h2＝22.6-25.1dbc，抑制二次谐波的范围为h3＝26.2-35.9dbc，抑制二次谐波的范围为h4＝29.1-35.1dbc；所述架构的带内插损在0.96-1.6db。

本发明实施例还提供一种ipd滤波器，包括上述所述的一种ipd滤波器的强化滤波架构。

本发明的实施例提供的技术方案，降低了ipd滤波器的设计难度，提供了较好的谐波抑制能力，特别是在保证滤波器的损耗和面积前提下可以实现较好的高阶谐波抑制。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是传统的一种ipd滤波器的滤波架构的组成示意图；

图2是本发明一实施例提供的一种ipd滤波器的强化滤波架构组成示意图；

图3是图1提供的ipd滤波器的滤波架构的滤波效果图；

图4是图2提供的ipd滤波器的强化滤波架构的滤波效果图；

图5是本发明一实施例提供的一种ipd滤波器组成示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，以下将结合附图和实施例，对本发明技术方案的具体实施方式进行更加详细、清楚的说明。然而，以下描述的具体实施方式和实施例仅是说明的目的，而不是对本发明的限制。其只是包含了本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，本领域技术人员对于本发明的各种变化获得的其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应该理解的是，虽然第一、第二、第三等用语可使用于本文中用来描述各种元件或组件，但这些元件或组件不应被这些用语所限制。这些用语仅用以区分一个元件或组件与另一元件或组件。因此，下述讨论之第一元件或组件，在不脱离本发明之内容下，可被称为第二元件或第二组件。

图1是传统的一种ipd滤波器的滤波架构的组成示意图。如图1所示，传统的设计方案：射频信号从滤波输入端输入，通过电感l1、电容c3、电感l3、l5、电容c2、c4、电感l2、l4八个元件到滤波输出端。其中电感l1为输入等效电感，电感l5为输出等效电感。电感l3和电容c3所形成的带阻架构用来压制二阶谐波，电容c2、电感l2和电容c4、电感l4分别设计成一个抑制三阶和四阶谐波，另一个抑制高频谐波。

图3是图1提供的ipd滤波器的滤波架构的滤波效果图。如图3所示，m1-m8是各个频率的谐波抑制效果。频率为700mhz时，全波抑制m1＝-0.895db。频率为915mhz时，全波抑制m2＝-1.555db。频率为1.4ghz时，二次谐波抑制m3＝-18.663dbc。频率为1.830ghz时，二次谐波抑制m4＝-26.601dbc。频率为201ghz时，三次谐波抑制m5＝-27.649dbc。频率为2.745ghz时，三次谐波抑制m6＝-36.887dbc。频率为2.8ghz时，四次谐波抑制m7＝-34.311dbc。频率为3.660ghz时，四次谐波抑制m8＝-21.422dbc。

可见，传统的架构可提供的谐波抑制分别为：h2＝18.6-26.6dbc，h3＝27.6-36.9dbc，h4＝21.4-34.3dbc，同时带内插损大约在0.89-1.6db。

图2是本发明一实施例提供的一种ipd滤波器的强化滤波架构组成示意图，适用于nb-iot射频功率放大器的滤波，包括输入电感、第一陷波电路、带阻电路、第二陷波电路、输出电感、第一电容。

输入电感l1的一端连接滤波输入端p1。第一陷波电路的一端连接输入电感l1的另一端和带阻电路的一端，另一端连接电源地。带阻电路的另一端连接第二陷波电路的一端和输出电感l5的一端；第二陷波电路的另一端连接电源地；输出电感l5的另一端连接滤波输出端p2。第一电容c1的一端连接第一陷波电路，第一电容c1的另一端连接第二陷波电路。

滤波输入端p1的输入阻抗和滤波输出端p2的输出阻抗都是50欧姆。第一陷波电路和第二陷波电路频率不同。

第一陷波电路包括串联的第二电容c2、第二电感l2。第二电容c2的一端连接输入电感l1和带阻电路的连接点，另一端连接第二电感l2的一端，第二电感的另一端连接电源地。带阻电路包括并列的第三电容c3、第三电感l3。第二陷波电路包括串联的第四电容c4、第四电感l4。第四电容c4的一端连接带阻电路和输出电感的连接点，另一端连接第四电感l4的一端，第四电感l4的另一端连接电源地。

第一电容c1的一端连接第二电容c2、第二电感l2的连接点，第一电容c1的另一端连接第四电容c4、第四电感l4的连接点。第一电容c1与第二电感l2和第四电感l4产生谐振以抑制三阶和四阶的谐波。

图4是图2提供的ipd滤波器的强化滤波架构的滤波效果图。如图4所示，m1-m8是各个频率的谐波抑制效果。频率为700mhz时，全波抑制m1＝-0.964db。频率为915mhz时，全波抑制m2＝-1.566db。频率为1.4ghz时，二次谐波抑制m3＝-22.605dbc。频率为1.830ghz时，二次谐波抑制m4＝-25.123dbc。频率为201ghz时，三次谐波抑制m5＝-26.247dbc。频率为2.745ghz时，三次谐波抑制m6＝-35.916dbc。频率为2.8ghz时，四次谐波抑制m7＝-35.097dbc。频率为3.660ghz时，四次谐波抑制m8＝-29.135dbc。

可见，本实施例的架构抑制二次谐波的范围为h2＝22.6-25.1dbc，抑制二次谐波的范围为h3＝26.2-35.9dbc，抑制二次谐波的范围为h4＝29.1-35.1dbc。架构的带内插损在0.96-1.6db。

该ipd滤波结构仅增加了一个电容便可以在不影响带内插损的情况下提高带外抑制，从而提高滤波器的性能，而没有增加滤波器的成本。一般来说，滤波器要提高带外抑制，不可避免的导致带内插损恶化，以及成本的增加，而本滤波架构在性能提升的同时没有增加成本。

图5是本发明一实施例提供的一种ipd滤波器组成示意图。ipd滤波器1包括本发明图2实施例提供的ipd滤波器的强化滤波架构。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。