一种流控松弛振荡器的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种流控松弛振荡器。

背景技术

在标准cmos工艺中，振荡器的实现方式主要有环形振荡器、lc振荡器和松弛振荡器。环形振荡器和松弛振荡器通常延时单元的延时td来设计振荡器的频率，如果环形振荡器延迟单元的个数为n，那么环形振荡器输出频率为f＝1/(2*n*td)。而流控松弛振荡器就是控制延时单元输入电流改变延时td，从而达到控制松弛振荡器输出频率的目的。

振荡频率受温度和工艺参数漂移的影响很大，对电路的稳定性造成很大影响。振荡器的性能受到工艺参数、温度及电源电压的影响，主要源于mos管的性能随温度、工艺参数改变而改变。当温度、工艺参数变化时，载流子的迁移率和阈值电压会随之改变，从而影响了振荡器的性能。目前的一些技术方案采用补偿技术、锁存电路、数字校准技术等方式，存在电路结构复杂、电路功耗大等问题。因此，研究一种电路结构简单、低功耗、工艺离散小及温度漂移小的振荡器意义重大。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明公开了一种流控松弛振荡器，本发明的流控松弛振荡器结构简单，受工艺偏差、温度变化、电源电压变化影响小。

本发明通过以下技术方案予以实现：

一种流控松弛振荡器，包括参考电流源、延时单元和整形电路；所述参考电流源为阈值基准电路提供偏置电压vbp和vbn，所述参考电流源的vbp和vbn与所述延时单元相连接；所述延时单元的输入与流控松弛振荡器的输出vout连接，其输出与整形电路的输入连接；所述整形电路的输出作为流控松弛振荡器的输出vout，所述整形电路对所述延时单元输出的信号进行整形。

优选的，所述参考电流源通过阈值基准电路产生电流大小为vgs/r，所述阈值基准电路为所述延时单元提供偏置，vgs为栅源电压，r为阈值基准电路产生参考电流所需电阻的阻值。

优选的，所述参考电流源的pmos晶体管m1的源极接电源，其栅极与pmos晶体管m2的栅极和漏极连接以提供偏置电压vbp；

所述m2的源极接电源，m1的漏极与nmos晶体管m3的栅极和nmos晶体管m4的漏极连接；

所述m3的漏极与m1和m2的栅极以及m2的漏极连接，其源极与m4的栅极和电阻r1的一端连接以提供偏置电压vbn；

所述电阻r1的另一端接地，所述m4的源极接地。

优选的，所述延时单元包括pmos晶体管mp1、mp2、mp3、mp4、mp5和mp6；nmos晶体管mn1、mn2、mn3、mn4和mn5；以及电容c1。

优选的，所述mp1的源极接电源，其栅极接vbp，其漏极与所述mp5的源极连接；

所述mp2的源极接电源，其栅极接vbp，其漏极与所述mp6的源极连接；

所述mp3的源极接电源，其栅极与所述mp6和mn2的漏极连接，其漏极与所述mn3和mn4的漏极以及mn5的栅极连接；

所述mp4的源极接电源，其栅极接vbp，其漏极与所述mn5的漏极连接作为延时单元的输出；

所述mp5的栅极与mn1的栅极和流控松弛振荡器的输出vout连接，其漏极与mn1的漏极、mn2和mp6的栅极以及电容c1的正端连接；

所述mp6的栅极与mn2的栅极连接，其漏极与mn2的漏极连接。

优选的，所述mn1的栅极与mp5的栅极以及流控松弛振荡器的输出vout连接，其源极接地；

所述mn2的栅极与mn1的漏极和电容c1的正端连接，其源极接地；所述mn3的栅极接vbn，其源极接地；

所述mn4的栅极与mn1的栅极和流控松弛振荡器的输出vout连接，其源极接地；

所述mn5的栅极与mn3和mn4的漏极连接，其源极接地。

优选的，所述c1的正端与mn1的漏极以及mp6的栅极连接，其负端接地。

优选的，所述mp2、mp6和mn2构成流控松弛振荡器的比较器。

优选的，参考电流源结合延时单元，以大小vgs/r的k倍电流对电容c1充电，当充电电压到达所述比较器的阈值时，输出将由高到低翻转，此时输出延时为(c1*vgs)/(k*vgs/r)＝r*c1/k，其中k为电流镜像系数，所述比较器的阈值是比较器翻转时的电压,当流过mp2的电流为vgs/r时其值为vgs。

优选的，所述整形电路包括反相器，并对输入信号进行整形，其输入端与所述延时单元的输出连接，输出作为流控松弛振荡器的输出vout。

本发明的有益效果为：

1)本发明由参考电流源、延时单元和整形电路组成，其中阈值基准静态功耗小，而延时单元和整形电路又没有静态功耗；因此本发明的流控松弛振荡器具有超低功耗的特点；

2)本发明的参考电流源产生大小为vgs/r的电流，结合延时单元，以大小为vgs/r的k(k为电流镜像系数)倍电流对电容c1充电，当充电电压到达mp2、mp6和mn2构成的比较器的阈值(当流过mp2的电流为vgs/r时，比较器的阈值为vgs)，输出将翻转，此时输出延时为(c1*vgs)/(k*vgs/r)＝r*c1/k，可见延时与mos器件的工艺参数和电源电压没有直接关联，减小了mos器件工艺偏差、电源电压波动及温度漂移对流控松弛振荡器性能的影响；

3)本发明中为了减小其它mos晶体管在传输过程中的延时，将mn4晶体管的栅极直接连接到流控松弛振荡器的输出vout，消除了nmos晶体管mn1对电容c1的放电时间的影响，并且其它逻辑器件的延时相对电容c1充电时间来说可以忽略，从而进一步减小了mos器件工艺偏差、电源电压波动及温度漂移对流控松弛振荡器性能的影响；

4)本发明中流控松弛振荡器电路结构简单，如果再配合对参考电流源中电阻r和电流镜像系数k的修调，本发明的流控松弛振荡器能够简单方便地对流控松弛振荡器输出频率进行修调，实现输出频率不受工艺偏差、电源电压波动和温度漂移的影响。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例公开的一种流控松弛振荡器原理图；

图2为本发明实施例公开的参考电流源原理图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的一个实施例中，如图1所示的一种流控松弛振荡器，包括参考电流源、延时单元和整形电路；所述参考电流源为阈值基准电路提供偏置电压vbp和vbn，所述参考电流源的vbp和vbn与所述延时单元相连接；所述延时单元的输入与流控松弛振荡器的输出vout连接，其输出与整形电路的输入连接；所述整形电路的输出作为流控松弛振荡器的输出vout，所述整形电路对所述延时单元输出的信号进行整形。

延时单元包括pmos晶体管mp1、mp2、mp3、mp4、mp5和mp6；nmos晶体管mn1、mn2、mn3、mn4和mn5；以及电容c1。

其中mp1的源极接电源，其栅极接vbp，其漏极与所述mp5的源极连接；

mp2的源极接电源，其栅极接vbp，其漏极与所述mp6的源极连接；

mp3的源极接电源，其栅极与所述mp6和mn2的漏极连接，其漏极与所述mn3和mn4的漏极以及mn5的栅极连接；

mp4的源极接电源，其栅极接vbp，其漏极与所述mn5的漏极连接作为延时单元的输出；

mp5的栅极与mn1的栅极和流控松弛振荡器的输出vout连接，其漏极与mn1的漏极、mn2和mp6的栅极以及电容c1的正端连接；

mp6的栅极与mn2的栅极连接，其漏极与mn2的漏极连接。

mn1的栅极与mp5的栅极以及流控松弛振荡器的输出vout连接，其源极接地；

mn2的栅极与mn1的漏极和电容c1的正端连接，其源极接地；所述mn3的栅极接vbn，其源极接地；

mn4的栅极与mn1的栅极和流控松弛振荡器的输出vout连接，其源极接地；

mn5的栅极与mn3和mn4的漏极连接，其源极接地。

c1的正端与mn1的漏极以及mp6的栅极连接，其负端接地。

在本发明的一个实施例中，如图2所示，所述参考电流源，其中pmos晶体管m1的源极接电源，其栅极与pmos晶体管m2的栅极和漏极连接以提供偏置电压vbp；

所述m2的源极接电源，m1的漏极与nmos晶体管m3的栅极和nmos晶体管m4的漏极连接；

所述m3的漏极与m1和m2的栅极以及m2的漏极连接，其源极与m4的栅极和电阻r1的一端连接以提供偏置电压vbn；

所述电阻r1的另一端接地，所述m4的源极接地。

如图1所示，所述整形电路包括反相器，并对输入信号进行整形，其输入端与所述延时单元的输出连接，输出作为流控振荡器的输出vout。

图1和图2所示的参考电流源实际为阈值参考，产生了大小为vgs/r1的电流(vgs为nmos晶体管m4的栅源电压,r1为阈值基准电路产生参考电流所需电阻的阻值)，并经过偏置电压vbp和vbn镜像给延时单元，当电流镜以大小为k*vgs/r1(k为电流镜像系数)的电流对电容c1充电时，若将电容c1的电压充到mp2、mp6和mn2构成的比较器的阈值(当流过mp2的电流为vgs/r时，比较器的阈值为vgs)，mp2、mp6和mn2构成的比较器的输出将发生高到低的翻转，此时电容c1的充电时间为(c1*vgs)/(k*vgs/r1)＝r1*c1/k。进一步的，nmos晶体管mn2和nmos晶体管m4在版图中匹配好，可以减小工艺偏差和温度漂移对mos晶体管vgs的影响。另一方面，在延时单元电路中mn4晶体管的栅极被直接连接到流控松弛振荡器的输出vout屏蔽了nmos晶体管mn1对电容c1的放电时间对环路总延时的贡献；而在环路中其它逻辑器件的传输延时由于寄生电容小，其对环路总延时的影响可以忽略；也就是说流控松弛振荡器环路的总延时几乎由电流源对电容c1的充电时间决定，输出延时td约等于(c1*vgs)/(k*vgs/r1)＝r1*c1/k。

从而可以看到，本发明实施例中流控松弛振荡器的输出频率不受mos器件工艺偏差、电源电压波动和温度漂移的影响。对于工艺偏差对参考电流源中r1和延时单元中电容c1的影响，可以通过修调电阻r1和电流镜像系数k解决。

本发明实施例中阈值基准静态功耗小，而延时单元和整形电路又没有静态功耗；因此本发明实施例的流控松弛振荡器具有超低功耗的特点。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。