负载调制放大器的制作方法

本申请涉及2016年11月1日签发的题为“reconfigurableloadmodulationamplifier”的美国专利号9,484,865；2016年9月28日提交的题为“reconfigurableloadmodulationamplifier”的美国专利申请序列号15/278,450；以及2016年9月28日提交的题为“reconfigurableloadmodulationamplifier”的美国专利申请序列号15/278,270，上述各项的公开内容特此通过引用的方式整体并入本文。

本公开涉及放大器，并且具体地涉及具有并联耦合的载波放大器和峰值放大器的负载调制放大器。

背景技术：

传统的多尔蒂功率放大器已经用来在宽功率范围内提高高功率回退效率。然而，当频率增大时，由于放大器装置寄生电容和电感，多尔蒂功率放大器性能会整体降低。在约15ghz下，多尔蒂功率放大器的回退效率开始随着频率线性地衰减。因此，关于在包括28ghz、38ghz和60ghz的第五代(5g)无线网络毫米波频率下维持期望的输出回退效率，仍然存在挑战。此外，采用相控阵列应用的5g无线网络受成本、复杂性和输出功率线性度的限制。另外，数字预失真技术并不是在毫米波频率下的非线性多尔蒂操作的期望解决方案。因此，仍然存在对负载调制功率放大器的需要，所述负载调制功率放大器提供输出功率回退效率和线性操作两者而不会出现数字预失真，以便在5g无线网络毫米波频率下操作。

技术实现要素：

公开一种负载调制放大器。所述负载调制放大器包括：载波放大器，所述载波放大器用于在射频信号的输入功率低于预定功率阈值时放大所述射频信号；以及峰值放大器，所述峰值放大器与所述载波放大器并联耦合，用于在所述无线电信号的输入功率高于所述预定功率阈值时放大所述射频信号。所述负载调制放大器还包括输出正交耦合器，所述输出正交耦合器被配置以组合来自所述载波放大器和所述峰值放大器两者的功率以便通过输出负载端子输出。所述峰值放大器的输出阻抗随所述输出负载端子处输出功率的增大而单调地增大。

本领域技术人员在结合附图阅读以下对优选实施方案的详细描述之后，将了解本公开的范围并且意识到本公开的另外的方面。

附图说明

并入本说明书且形成本说明书的一部分的附图示出本公开的若干方面，并且连同描述内容一起用来解释本公开的原理。

图1是根据本公开进行结构化和配置的负载调制放大器的第一实施方案的示意图。

图2是根据本公开进行结构化和配置的负载调制放大器的第二实施方案的示意图。

图3是用于匹配网络的示例性电路拓扑结构。

图4是本公开的负载调制放大器实施方案的峰值放大器的输出阻抗对输出功率的曲线图。

图5是本公开的负载调制放大器实施方案的载波放大器到输出端的耦合对毫米波频率的曲线图。

图6是本公开的负载调制放大器实施方案的载波放大器到输出端的相移对毫米波频率的曲线图。

图7是本公开的负载调制放大器实施方案的峰值放大器到输出端的耦合对毫米波频率的曲线图。

图8是本公开的负载调制放大器实施方案的峰值放大器到输出端的相移对毫米波频率的曲线图。

图9是图2的负载调制放大器的第二实施方案的功率附加效率和漏极效率对输出功率的曲线图。

图10是图2的负载调制放大器的第二实施方案的随输出功率而变的三阶互调失真(im3)和线性度品质因数(lfom)的曲线图。

图11是图2的负载调制放大器的第二实施方案对比常规的多尔蒂放大器的针对调幅–调幅(am-am)失真的增益增量对输出功率的曲线图。

图12是图2的负载调制放大器的第二实施方案对比常规的多尔蒂放大器的针对am–调相(am-pm)失真的相位增量对输出功率的曲线图。

图13是与常规的多尔蒂放大器相比，图2的负载调制放大器的第二实施方案的误差矢量量值(evm)对输出功率的曲线图。

图14是图2的负载调制放大器的第二实施方案在2:1的电压驻波比(vswr)失配下的evm对输出功率的曲线图。

图15是常规的多尔蒂放大器在2:1的vswr失配下的evm对输出功率的曲线图。

具体实施方式

下文陈述的实施方案代表使得本领域技术人员能够实践所述实施方案所必需的信息，并且示出实践所述实施方案的最佳模式。在根据附图来阅读以下描述之后，本领域技术人员将了解本公开的概念，并且将认识到本文中未具体提出的这些概念的应用。应理解，这些概念和应用属于本公开和随附权利要求书的范围内。

应当理解，虽然术语第一、第二等可以在本文中用于描述各种元件，但是这些元件不应受这些术语的限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可称为第二元件，并且类似地，第二元件可称为第一元件。如本文所使用，术语“和/或”包括相关联的所列项目中的一个或多个的任何和所有组合。

应当理解，当一个元件(诸如层、区域或衬底)被称为“在另一个元件上”或“延伸到另一个元件上”时，其可以直接在另一个元件上或直接延伸到另一个元件上，或者也可以存在介于中间的元件。相反，当一个元件被称为“直接在另一个元件上”或“直接延伸到另一个元件上”时，不存在介于中间的元件。同样，应当理解，当元件(诸如层、区域或衬底)被称为“在另一个元件之上”或“在另一个元件之上延伸”时，其可以直接在另一个元件之上或直接在另一个元件之上延伸，或者也可以存在介于中间的元件。相反，当一个元件被称为“直接在另一个元件之上”或“直接在另一个元件之上延伸”时，不存在介于中间的元件。还应当理解，当一个元件被称为“连接”或“耦合”到另一个元件时，其可以直接连接或耦合到另一个元件，或者可以存在介于中间的元件。相反，当一个元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一个元件时，不存在介于中间的元件。

诸如“在…下方”或“在…上方”或“上部”或“下部”或“水平”或“垂直”的相关术语在本文中可用来描述一个元件、层或区域与另一个元件、层或区域的关系，如图中所示出。应当理解，这些术语和上文所论述的那些术语意图涵盖装置的除图中所描绘的取向之外的不同取向。

本文中使用的术语仅用于描述特定实施方案的目的，而且并不意图限制本公开。如本文所使用，除非上下文明确地指出，否则单数形式“一个”(“a”、“an”)和“所述”意图同样包括复数形式。还应当理解，当在本文中使用时，术语“包括”(“comprises”、“comprising”、“includes”和/或“including”)指明存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但并不排除存在或者增添一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或上述各项的组。

除非另外定义，否则本文中使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)的含义与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的含义相同。还应当理解，本文所使用的术语应解释为含义与它们在本说明书和相关领域的情况下的含义一致，而不能以理想化或者过度正式的意义进行解释，除非本文中已明确这样定义。

图1是根据本公开进行结构化和配置的负载调制放大器10的第一实施方案的示意图。在示例性实施方案中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14两者各自具有四个端口并且是具有几何对称性的微带或带状线构造的兰格类型，这确保对载波放大器16和峰值放大器18的输出功率进行正交功率组合。载波放大器16和峰值放大器18在标记为rfin的输入端子20处借助于输入正交耦合器12并且在标记为rfout的输出负载端子22处借助于输出正交耦合器14并联耦合。

输入正交耦合器12和输出正交耦合器14通常都具有小于0.25db的插入损耗和近似倍频的操作带宽。例如，在一个实施方案中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14都是具有12ghz的最小频率和24ghz的最大频率的兰格耦合器。在另一个实施方案中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14都是具有18ghz的最小频率和36ghz的最大频率的兰格耦合器。在又一个实施方案中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14都是具有27ghz的最小频率和54ghz的最大频率的兰格耦合器。

输入阻抗端接网络24耦合在输入正交耦合器12的输入端接端口与地面之间。包括在峰值放大器18中的匹配网络28的网络输出端子26耦合到输出正交耦合器14的第一端口p1。在至少一个实施方案中，匹配网络28仅由具有电感、电容和电阻的无源电子部件组成。具有固定阻抗的隔离端接网络30耦合在输出正交耦合器14的第二端口p2与地面之间，所述固定阻抗高于输入阻抗端接网络24的固定阻抗。结合匹配网络28的匹配阻抗来设置和/或控制用于峰值放大器18的偏压电流ibias，使得在网络输出端子26处观察到的峰值放大器18的输出阻抗z0随负载调制放大器10的输出功率的增大而增大。在这个示例性实施方案中，偏压电流ibias通过匹配网络28被供应到峰值放大器18。

在示例性实施方案中，输入阻抗端接网络24的固定阻抗是50ω，并且隔离端接网络30的固定阻抗基本上大于50ω，并且在一些示例性实施方案中，隔离端接网络30的固定阻抗是大约1000ω。在图1的示例性实施方案中，从载波放大器16输出的放大后的射频信号被输入到第三端口p3中并且经历0°相移，然后离开耦合到输出负载端子22的第四端口p4。

此外，在这个示例性实施方案中，一个或多个氮化镓场效应晶体管32向匹配网络28馈送在输入端子20处输入的射频信号的放大后的复本。应注意，峰值放大器18的偏压点可针对其他类别(诸如a或ab)进行设置，以便针对期望的响应来配置所述放大器。

图2是根据本公开进行结构化和配置的负载调制放大器10的第二实施方案的示意图。负载调制放大器10的示例性实施方案可在大于90ghz的过渡频率下使用0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术制造而成。在图2的示例性实施方案中，从载波放大器16输出的放大后的射频信号被输入到第三端口p3中并且经历90°相移，然后离开耦合到输出负载端子22的第四端口p4。

在一些实施方案中，载波放大器16由第一电源电压进行偏压，并且峰值放大器18由第二电源电压进行偏压，其中第二电源电压比第一电源电压大10％与50％之间。在一些实施方案中，第二电源电压比第一电源电压大50％与100％之间。在图1和图2的示例性实施方案中，第一电源电压是10v并且第二电源电压是18v，所述第二电源电压比所述第一电源电压大80％。在其他实施方案中，第二电源电压比第一电源电压大100％与200％之间。在其他实施方案中，第二电源电压比第一电源电压大200％与1000％之间。

图3是用于匹配网络28的示例性电路布局。在这个实例中，匹配网络由串联耦合在场效应晶体管32与网络输出端子26之间的第一传输线路tl1和第二传输线路tl2组成。第一调谐短截线st1和第二调谐短截线st2耦合到介于第一传输线路tl1和第二传输线路tl2之间的节点。第一电容器c1通过垫34-1耦合在第一调谐短截线st1的外端与地面之间。虚线圆圈表示通孔。第二电容器c2通过垫34-2耦合在第二调谐短截线st2的外端与地面之间。在这种示例性情况下，执行结合偏压电流ibias的偏压电流电平设置进行的第一调谐短截线st1的调谐和第二调谐短截线st2的调谐以确保在网络输出端子26处峰值放大器18的输出阻抗z0(图1和图2)随负载调制放大器10的输出功率的增大而单调地增大。

在这个示例性实施方案中，匹配网络28和场效应晶体管32被制造在共同的衬底36上。在这个实例中，场效应晶体管32单个地标记为m1、m2和m3。有待放大的射频信号分别在栅极g1、g2和g3处输入。源极s1、s2和s3分别通过垫34-3、34-4、34-5和34-6耦合到地面。漏极d1、d2和d3借助于歧管38耦合到匹配网络28。应当理解，匹配结构和偏压点的其他组合是可实现的，以便完成单调地增大的峰值放大器输出阻抗z0，因此图3的示例性实施方案为非限制性的。

示例性迭代设计方法采用射频集成电路(rfic)模拟软件，所述软件模拟负载调制放大器10的实施方案的性能。示例性设计方法的一个目的是确保峰值放大器18的输出阻抗z0随输出功率的增大而单调地增大。至少另一个目的是在10db的输出功率回退下实现负载调制放大器10的有效线性操作。

示例性迭代设计方法从为匹配网络28选择适当的电路拓扑结构开始。在示例性实施方案中，适当的电路拓扑结构是由微带组成的l网络。包括匹配网络28的电路拓扑结构的负载调制放大器10的模型然后被输入到执行rfic模拟软件的数字计算机中。接下来的步骤包括设置用于组成电路拓扑结构的部件的初始值和设置用于偏压电流ibias的初始电流电平。针对期望的输出功率范围调用使用rfic模拟软件对负载调制放大器10的模型进行的模拟，所述期望的输出功率范围被扫频以生成用于峰值放大器18的散射参数s22的模拟测量值。输出阻抗z0测量值可从散射参数s22测量值推导出。处理散射参数s22测量值或输出阻抗z0测量值以确定输出阻抗z0是否在期望的输出功率范围内随输出功率的增大而单调地增大，这确保载波放大器在低于预定功率阈值的更低输出功率电平下耦合并且在高于预定功率阈值的更高输出功率电平下解耦。

如果确定输出阻抗z0在期望的输出功率范围内不随输出功率的增大而单调地增大，那么调整匹配网络的至少一个部件值和/或调整偏压电流ibias，然后再次对输出功率范围扫频以生成用于峰值放大器18的散射参数s22的新的模拟测量值。处理新的散射参数s22测量值或新的输出阻抗z0测量值以确定输出阻抗z0在期望的输出功率范围内是否随输出功率的增大而单调地增大。如果所述确定是肯定的，那么所述方法完成并且负载调制放大器10得以实现且利用实验室测试加以验证。否则，迭代设计方法继续，直到模拟指示峰值放大器18的输出阻抗随输出负载端子22处输出功率的增大而单调地增大为止。应当理解，本公开的迭代设计方法可借助于由数字计算机执行的另外的程序指令来完全自动化，所述数字计算机控制rfic模拟软件的执行。此外，程序指令可以一种收敛到期望的输出功率线性度等级的遗传方式调整用于组成电路拓扑结构的部件的值和/或用于偏压电流ibias的电流电平。

图4是负载调制放大器10的峰值放大器18的输出阻抗z0对输出功率的曲线图。图4的曲线图示出峰值放大器18的非典型的但非常期望的输出阻抗，所述输出阻抗在介于2.5dbm与35dbm之间的宽输出功率范围内随输出负载端子22处输出功率的增大而单调地增大。相反，具有峰值放大器的其他类型的放大器(诸如多尔蒂放大器)通常在峰值放大器的晶体管的电流动态地偏压上升时具有随功率的增大而降低的输出阻抗并且不具有随输出功率的增大而单调地增大的输出阻抗。

在负载调制放大器10的至少一些示例性实施方案中，负载调制放大器10向具有介于15ghz与100ghz之间的频率的射频信号提供线性电压增益。负载调制放大器10的其他示例性实施方案向具有介于30ghz与50ghz之间的频率的射频信号提供线性电压增益。

目前的实施方案的峰值放大器18的输出阻抗的增加将输送到输出端的功率从载波放大器16有效地转向到峰值放大器18。在至少一个示例性实施方案中，峰值放大器18的输出阻抗随输出负载端子处输出功率在2.5dbm与35dbm之间的增大而在30ω与100ω之间单调地增大。在至少一个其他示例性实施方案中，峰值放大器的输出阻抗随输出负载端子处输出功率在2.5dbm与29dbm之间的增大而在30ω与50ω之间单调地增大。在至少一个另外的示例性实施方案中，峰值放大器18的输出阻抗z0随输出负载端子处输出功率在29dbm与35dbm之间的增大而在50ω与100ω之间单调地增大。在其他实施方案中，峰值放大器18的输出阻抗z0随输出负载端子处输出功率在介于3db与16db之间的输出功率回退(opbo)范围内的增大而在1.5倍与4倍之间单调地增大。

图5至图8的曲线图是由对图2的负载调制放大器10的第二实施方案的模拟生成的，其中隔离端接网络30具有小于50ω的隔离阻抗并且具体地设置为0.1ω以用于模拟。图5是本公开的负载调制放大器实施方案的载波放大器到输出端的耦合对毫米波频率的曲线图。具体地，图5的曲线图示出，当峰值放大器18的输出阻抗z0增大时，载波放大器16与输出负载端子22解耦。返回参考图4的曲线图，请注意，在介于2.5dbm与5dbm之间的相对低的输出功率下，峰值放大器18的输出阻抗z0接近于30ω。如图5中实线所示，峰值放大器18的30ω的输出阻抗z0在从约30ghz延伸到50ghz的频率范围内允许载波放大器的功率到输出负载端子22产生约-3db的耦合。

返回参考图4的曲线图，请注意，在接近于29dbm的相对中等的输出功率下，峰值放大器18的输出阻抗z0接近于50ω。如图5中点划线所示，峰值放大器18的50ω的输出阻抗z0在从约36ghz延伸到50ghz的频率范围内允许载波放大器的功率到输出负载端子22产生仅约-4db的耦合。

再次返回参考图4的曲线图，请注意，在接近于32dbm的相对高的输出功率下，峰值放大器18的输出阻抗z0接近于90ω。如图5中虚线所示，峰值放大器18的90ω的输出阻抗z0在从约30ghz延伸到44ghz的频率范围内允许载波放大器的功率到输出负载端子22产生仅约-6db的耦合。在峰值放大器18的输出阻抗z0为90ω的情况下，载波放大器16的输出功率的贡献足够小，使得载波放大器16可实际上被认为与输出负载端子22解耦。对于0.1ω的相对低的隔离阻抗，输出功率从载波放大器16到峰值放大器18的这种转向将在多尔蒂型放大器的情况下发生，因为当功率增大时，多尔蒂操作将不会提供峰值放大器18的输出阻抗z0的增大。

图6是本公开的负载调制放大器实施方案的载波放大器到输出端的相移对毫米波频率的曲线图。请注意，通过输出正交耦合器14的载波放大器输出相移对于范围在30ω与90ω之间的峰值放大器的输出阻抗z0在30ghz与50ghz之间保持在0°±20°内。

图7是本公开的负载调制放大器实施方案的峰值放大器到输出端的耦合对毫米波频率的曲线图。具体地，图7的曲线图示出，当峰值放大器18的输出阻抗z0增大时，载波放大器18耦合到输出负载端子22。如图7中实线所示，峰值放大器18的30ω的输出阻抗z0在从30ghz延伸到50ghz的频率范围内允许峰值放大器的功率到输出负载端子22产生约-3db的耦合。此外，如图7中点划线所示，峰值放大器18的50ω的输出阻抗z0在从30ghz延伸到50ghz的频率范围内产生载波放大器的功率到输出负载端子22的介于略低于-2db与-2.5db之间的更大的耦合。如图7中虚线进一步所示，峰值放大器18的90ω的输出阻抗z0在从30ghz延伸到50ghz的频率范围内提供载波放大器的功率到输出负载端子22的介于约-2db与-2.5之间的耦合。在峰值放大器18的输出阻抗z0为90ω的情况下，在负载调制放大器10的输出负载端子22处的输出功率的贡献足够大，使得峰值放大器18可实际上被认为耦合到输出负载端子22。

图8是本公开的负载调制放大器实施方案的峰值放大器到输出端的相移对毫米波频率的曲线图。请注意，通过输出正交耦合器14的峰值放大器输出相移对于范围在30ω与90ω之间的峰值放大器的输出阻抗z0在36ghz与42ghz之间保持在90°±10°内。在至少一些实施方案中，针对在对应于给定opbo范围的一半的5db功率范围内的输出功率，负载调制放大器10具有不超过±1°的相位变化。

图9是图2的负载调制放大器10的第二实施方案的功率附加效率和漏极效率对输出功率的曲线图。图9的曲线图是通过对负载调制放大器10进行模拟而生成，其中载波放大器16和峰值放大器18是在大于90ghz的过渡频率下利用0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模。载波放大器的第一电源电压设置成10v，而峰值放大器的第二电源电压设置成18v，并且载波放大器16的第一偏压电流设置成大于峰值放大器18的第二偏压电流的电平，其中隔离端接网络30设置成0.1ω。这些设置在10db的输出功率回退下提供至少45％的opbo漏极效率。以粗点划线描绘的功率附加效率示出在10db的opbo下相比针对常规的多尔蒂放大器以细点划线描绘的功率附加效率改进了至少6％，所述常规的多尔蒂放大器是在大于90ghz的过渡频率下利用相同的0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模。此外，以粗实线描绘的漏极效率在10db的opbo下相比针对常规的多尔蒂放大器以细实线描绘的漏极效率改进了至少8％，所述常规的多尔蒂放大器是在大于90ghz的过渡频率下利用相同的0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模。

图10是图2的负载调制放大器10的第二实施方案的随输出功率而变的三阶互调失真(im3)、三阶交调截取点(ip3)和线性度品质因数(lfom)的曲线图。请注意，lfom等于ip3除以耗散功率。实线表示图2的负载调制放大器10的第一实施方案的im3、ip3和lfom的响应，而虚线表示常规的多尔蒂放大器的im3、ip3和lfom的响应，所述常规的多尔蒂放大器是在大于90ghz的过渡频率下利用相同的0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模。请注意，负载调制放大器10在介于5dbm与23dbm之间的宽输出功率范围内实现大于10dbc的im3性能。尤其请注意，im3的改进在10db的opbo下在22dbm下大大地优于常规的多尔蒂。此外，负载调制放大器10实现在10db的opbo内大于25:1的lfom，这比常规的多尔蒂放大器改进了5倍。

图11是图2的负载调制放大器10的第二实施方案对比常规的多尔蒂放大器的针对调幅–调幅(am-am)失真的增益增量对输出功率的曲线图，并且图12是图2的负载调制放大器10的第二实施方案对比常规的多尔蒂放大器的针对am–调相(am-pm)失真的相位增量对输出功率的曲线图。如图11的实例中所示，第一实施方案在39-41ghz的频率范围内针对介于15dbm与25dbm之间的输出功率，具有不超过0.5％的幅度增益变化。在至少一些实施方案中，针对在对应于给定opbo范围的10db功率范围内的输出功率，负载调制放大器10具有不超过0.5％的幅度增益变化。负载调制放大器10和常规的多尔蒂放大器都是在大于90ghz的过渡频率下利用相同的0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模。负载调制放大器10和常规的多尔蒂放大器模拟都在介于9.0db与9.5db之间的峰值平均功率比下在80mhz的带宽内处理类似于802.11ac的复杂无线保真(wi-fi)信号。图11和图12给出所得的am-am和am-pm失真特性。更粗的实线表示负载调制放大器10的39ghz、40ghz和41ghz响应，而更细的实线表示常规的多尔蒂放大器的39ghz、40ghz和41ghz响应。图11和图12的两个曲线图都示出，负载调制放大器10比常规的多尔蒂放大器具有相对显著的改进。

对于5g毫米波系统，据信低于-26db的误差矢量量值(evm)可能是足够的，这对应于～5％evm。图13是与常规的多尔蒂放大器相比，图2的负载调制放大器10的第二实施方案的evm对输出功率的曲线图。更粗的实线表示负载调制放大器10的39ghz、40ghz和41ghz响应，而更细的实线表示常规的多尔蒂放大器的39ghz、40ghz和41ghz响应。负载调制放大器10和常规的多尔蒂放大器都满足线性要求，对于10db的opbo，在最多22dbm的输出功率下evm低于-26db。然而，负载调制放大器10在更高的opbo等级下提供低得多的失真，这说明了优于常规的多尔蒂放大器的固有线性度优点。例如，如图13所示，针对介于10dbm与20dbm之间的输出功率范围，负载调制放大器10具有不超过2％的evm。在至少一些实施方案中，针对对应于介于3db与16db之间的给定opbo范围的输出功率，负载调制放大器10具有不超过2％的误差矢量量值。随着毫米波通信系统在未来的发展，在更高的峰值平均功率比下进行更高阶的调制将需要百分之几或更小的更低evm要求，以实现改进的数据吞吐能力。如全文所述，负载调制放大器10和常规的多尔蒂放大器都是在大于90ghz的过渡频率下利用相同的0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模。

对于毫米波通信系统，常规的功率放大器易于受动态地改变的电压驻波比(vswr)、不期望的射频干扰和封装寄生电感和电容变化的影响。因此，负载调制放大器10被配置以对抗这类不利条件。图14是图2的负载调制放大器10的第二实施方案在2:1的vswr失配下的evm对输出功率的曲线图。绘制的曲线与由于天线vswr失配而引起的有效天线阻抗相关联，这可能是由于可导致低于50ω的vswr失配或高于50ω的vswr失配的相控天线阵列扫描和/或射频干扰。竖直的虚线指示满足-26db的evm的最大线性功率范围。在2:1的vswr失配下从5dbm到25dbm的线性功率范围相比图15中示出的功率范围是相对显著的改进，图15是常规的多尔蒂放大器在2:1的vswr的失配下的evm对输出功率的曲线图。在至少一些实施方案中，在2:1的电压驻波比失配下，针对对应于介于3db与16db之间的给定opbo范围的输出功率，负载调制放大器10具有最大线性误差矢量量值。出于比较的目的，常规的多尔蒂放大器是在大于90ghz的过渡频率下利用相同的0.15微米t型栅极氮化镓高电子迁移率晶体管技术进行建模，所述技术用来对图2的负载调制放大器10的第二实施方案进行建模。此外，对于负载调制放大器10的第二实施方案和常规的多尔蒂放大器两者，载波放大器16的第一电源电压设置成10v，而峰值放大器18的第二电源电压设置成18v，并且载波放大器16的第一偏压电流设置成大于峰值放大器18的第二偏压电流的电流电平，其中隔离端接网络30设置成0.1ω。

本公开的实施方案可在基本的线性有效氮化镓功率放大器应用中采用。这类应用包括但不限于5g基站、5g毫米相控阵列、wi-fi802.11ax、catvdocsis3.1plus和先进的军事和国防无线电通信。

本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施方案的改进和修改。所有这类改进和修改都视为在本文所公开的概念和以下权利要求书的范围内。