具有受控功率供应的用于放大音频信号的放大器电路的制作方法

许多电子设备具有音频放大器，用于为输出换能器(例如，扬声器)生成音频驱动信号，该输出换能器可以例如是电子设备本身的板上输出换能器。

图1a例示了可以在电池供电设备中实施的放大器电路100的一个实施例，该电池供电设备例如是便携式设备，诸如移动电话或智能手机或平板计算机等。在使用中，电池101至少在其他功率源不可用的一些使用情况下提供功率源。来自电池101的功率通常至少在一些情况下可以由电压调节器(诸如，dc-dc转换器102)调节，该电压调节器可以例如是本领域技术人员将理解的升压调节器。由于这样的dc-dc转换器102是开关式功率源，所以设置输出电容器103以横跨每个开关循环维持在dc-dc转换器102的输出处的电压。维持在dc-dc转换器102的输出处的此电压作为供应电压vs被提供至放大器104。

放大器104在一些情况下可以是d类放大器，因为d类放大器通常是相当节能的，且通常对于便携式电子设备，功率效率是一个重要考虑因素。然而，在一些实施方式中可以使用其他类型的放大器。

放大器104接收输入信号sin(对于d类放大器，该输入信号sin可以是数字信号)且放大该信号以提供用于驱动负载105的驱动信号，该负载例如是主机设备(即，放大器电路100形成其一部分的设备)的扬声器。

如本领域技术人员将理解的，提供至放大器的供应电压vs应足以使放大器能够在没有削波(clipping)的情况下放大该输入信号，从而至少在预期的输入信号幅度范围内允许用于放大器输出级电压顺应(compliance)的净空(headroom)和dc-dc转换器输出电压纹波(ripple)。

然而，对于电池供电设备，可能存在指定在使用中应从电池101汲取的最大电流的电池电流限制。因此，通常dc-dc转换器102可以具有输入电流限制，该输入电流限制被设定以便确保dc-dc转换器102的输入电流不超过电池电流限制。

此输入电流限制有效地限制dc-dc转换器102可以输出的功率，因此对应地限制可以从放大器104输出的音频功率。

越来越多地，用于一些电子设备的音频性能规范会使得在不超过可以在这样的电子设备中使用的实际电池101的电池电流限制的情况下，dc-dc转换器102会不能够满足放大器104在音频信号sin的峰值电平处的功率需求。因此，为了在不超过电池电流限制的情况下避免不希望的信号削波，可能要求将在使用中所实现的峰值信号电平减小至将期望的峰值信号电平以下。

因此，本公开内容的实施方案涉及用于信号放大的方法和装置，所述方法和装置至少减轻上文提及的问题中的至少一些。

因此，根据本发明，提供了一种用于放大音频信号的放大器电路，包括：

一个电压调节器，该电压调节器具有一个用于接收输入电压的输入节点和一个用于输出输出电压的输出节点，该电压调节器包括一个耦合至该输出节点的输出电容器；

一个放大器，该放大器被连接以从该电压调节器的所述输出节点接收该输出电压作为供应电压；

该电压调节器在电压控制模式下可操作以将该输出电压维持在标称输出电压处，且在电流控制模式下可操作以施加电流限制，从而限制由该电压调节器经由该输入节点所汲取的输入电流不超过限定的输入电流限制；以及

一个控制器，用于限定该标称输出电压；

其中该控制器在第一模式下可操作以限定该标称输出电压不超过第一电压量级，且在第二模式下可操作以将该标称输出电压限定为等于第二电压量级，该第二电压量级大于该第一电压量级；

其中该控制器被配置为针对该音频信号的高幅度部分监视对该音频信号的电平的指示，该高幅度部分能够导致该电压调节器在该电流控制模式下操作以施加电流限制；且

其中该电压控制器被配置为在所述第一模式下操作直至检测到该音频信号的这样的高幅度部分，且在这样的检测时在该第二操作模式下操作直至该音频信号的这样的高幅度部分已经被放大；

其中该第二电压量级大于用于放大该音频信号的该高幅度部分的电压净空所要求的电压量级，以便当该电压调节器在该电流控制模式下操作时在该电压调节器的多个开关循环内允许该输出电压的电压下降。

在检测到该音频信号的高幅度部分时，该控制器可以被配置为改变至该第二操作模式，使得在该音频信号的该高幅度部分被该放大器放大之前，该输出电容器被大体上充电至该第二电压量级。

在一些实施方案中，该控制器被配置为通过确定对该音频信号的电平的指示何时超过第一阈值来检测该音频信号的高幅度部分，该第一阈值对应于将预期导致该电压调节器在该电流控制模式下操作以施加电流限制的信号电平。该电路可以包括一个阈值生成器，用于确定该第一阈值。该阈值生成器可以被配置为基于限定的输入电流限制来确定该第一阈值。在一些情况下，限定的输入电流限制可以是可配置的，且例如可以被配置为随着所述输入节点处的电池电压变化。该阈值生成器可以被配置为基于以下中的至少一个来确定所述阈值：电压调节器效率；放大器效率；音频负载阻抗；音频负载电感；最小音频频率；以及，放大器增益。该控制器可以包括一个比较器，用于将对该音频信号的电平的该指示与该第一阈值比较。

在一些情况下，该第二电压量级大于用于放大该音频信号的该高幅度部分的电压净空所要求的电压量级，以便允许该供应电压的至少10％或至少15％的电压下降。

该控制器可以被配置为使得在该第一操作模式下，该标称输出电压提供该标称输出电压的量级的15％或更少或10％或更少的标称净空。该标称净空是该放大器的该标称输出电压和最大输出电压之间的电压差，该最大输出电压在此情况下是在该第一操作模式下该放大器的最大输出电压。

该控制器可以被配置为使得在所述第二操作模式下，该标称输出电压提供该标称输出电压的量级的至少20％或至少25％的标称净空。在此情况下，该标称净空是该放大器在该第二操作模式下的该标称输出电压和最大输出电压之间的电压差。

该控制器可以被配置为接收该音频信号的一个型式且确定对该音频信号的电平的该指示。该放大器电路可以包括一个包络检测器，用于接收该音频信号的该型式且确定一个包络值作为对该音频信号的电平的该指示。

在一些实施方案中，在用于该音频信号的信号路径中在该放大器上游存在延迟。该延迟可以包括一个可配置大小的缓冲器。该延迟可以具有延迟持续时间，该延迟持续时间至少等于将该输出电容器从该第一模式下的最低预期电压电平充电至该第二电压量级将要求的时间。

在一些实施方式中，在该第一操作模式下，该控制器被配置为基于对该音频信号的电平的该指示来使该电压调节器的该标称输出电压变化。

在一些实施方式中，在该第一操作模式下，如果对该音频信号的电平的该指示在第二阈值以下，则该控制器可以可操作以控制该电压调节器处于直通(pass-through)模式，从而将该输入电压直接传递至该输出节点作为该供应电压。

该电压调节器可以包括一个dc-dc转换器。该控制器可以被配置为使供应至该dc-dc转换器的电压参考信号变化，以限定该标称输出电压。

该放大器电路可以被实施为集成电路。该放大器电路可以在使用中包括一个被配置为由该放大器驱动的扬声器。在一些实施方式中，可以存在一个电池，且该电压调节器的该输入节点可以被耦合以从所述电池接收该输入电压。限定的输入电流限制可以对应于一个电池电流限制。

多方面涉及电子设备，该电子设备包括如上文所讨论的变体中的任何一个中所描述的放大器电路。该电子设备可以是以下中的至少一个：便携式设备；电池操作设备；通信设备；移动或蜂窝电话设备；智能手机；计算设备；膝上型计算设备、笔记本计算机设备或平板计算设备；游戏设备；个人媒体播放器；可穿戴设备。

在另一方面提供了一种用于放大音频信号的放大器电路，包括：

一个放大器；

一个电压调节器，该电压调节器具有一个用于接收输入电压的输入节点和一个用于向该放大器输出供应电压的输出节点，该电压调节器包括一个被耦合至该输出节点的输出电容器；

该电压调节器包括：一个电压控制回路，用于将该输出节点处的电压控制至标称输出电压；以及，一个电流控制回路，用于当被激活时限制由该电压调节器经由该输入节点所汲取的输入电流不超过限定的输入电流限制，其中除非该电流控制回路被激活，否则该电压调节器根据该电压控制回路操作；以及一个控制器，用于限定该标称输出电压；

其中该控制器在第一模式下可操作以限定该标称输出电压不超过第一电压量级，且在第二模式下可操作以将该标称输出电压限定为等于第二电压量级，该第二电压量级大于该第一电压量级；

其中该控制器被配置为针对该音频信号的高幅度部分监视对该音频信号的电平的指示，该高幅度部分能够导致该电压调节器的该电流控制回路被激活；且

其中该控制器被配置为在所述第一模式下操作直至检测到该音频信号的这样的高幅度部分，且在这样的检测时在该第二操作模式下操作直至该音频信号的这样的高幅度部分已经被放大；

其中该第二电压量级大于用于放大该音频信号的该高幅度部分的电压净空所要求的电压量级，以便在该电流控制回路支配该电压控制回路的多个开关循环内允许该供应电压的电压下降。

在又一方面提供了一种用于放大音频信号的放大器电路，包括：

一个放大器；

一个电压调节器，该电压调节器具有一个用于接收输入电压的输入节点和一个用于向该放大器输出供应电压的输出节点，该电压调节器包括一个被耦合至该输出节点的输出电容器；

该电压调节器可操作以施加电流限制，从而限制由该电压调节器经由该输入节点所汲取的输入电流不超过限定的输入电流限制；

一个控制器，用于限定由该电压调节器所生成的标称输出电压；

其中该控制器可操作以将对该音频信号的电平的指示与第一阈值进行比较，其中该第一阈值指示如果被该放大器放大则将预期导致该电压调节器经历电流限制的输入信号；且

在对该音频信号的电平的该指示超过所述第一阈值的情况下，使该电压调节器的该标称输出电压的量级从第一操作范围增加至第二较高电压电平。

又一方面提供了一种用于放大音频信号的放大器电路，包括：

一个放大器；

一个电压调节器，该电压调节器具有一个用于接收输入电压的输入节点和一个用于向所述放大器输出供应电压的输出节点，该电压调节器包括一个被耦合至该输出节点的输出电容器；

该电压调节器可操作以施加电流限制，从而限制由该电压调节器经由该输入节点所汲取的输入电流不超过限定的输入电流限制；

一个阈值生成器，用于生成指示将预期导致通过该电压调节器所施加电流限制的音频信号电平的第一阈值；以及

一个控制器，用于使由该电压调节器所生成的标称输出电压可控制地变化；

其中该控制器在第一模式下可操作以控制该标称输出电压不超过第一电压量级，且在第二模式下可操作以控制该标称输出电压等于第二电压量级，该第二电压量级大于该第一电压量级；

其中，该控制器在该第一模式下操作，除非且直至对该音频信号的电平的该指示超过该第一阈值，且然后该控制器才改变为在该第二操作模式下操作，直至在该音频信号的电平已经下降回至该第一阈值以下之后的一预定时间。

另一方面提供了一种用于放大音频信号的放大器电路，包括：

一个放大器；

一个电压调节器，该电压调节器具有一个用于接收输入电压的输入节点和一个用于向所述放大器输出供应电压的输出节点，该电压调节器包括一个被耦合至该输出节点的输出电容器；

该电压调节器可操作以施加电流限制，从而限制由该电压调节器经由该输入节点所汲取的输入电流不超过限定的输入电流限制；以及

一个控制器，用于控制由该电压调节器所生成的标称输出电压；

其中该控制器在第一模式下可操作以控制该标称输出电压不超过第一电压量级，且在第二模式下可操作以控制该标称输出电压等于第二电压量级，该第二电压量级大于该第一电压量级；

其中该控制器被配置为针对该音频信号的高幅度部分监视对该音频信号的电平的指示，该高幅度部分能够导致该电压调节器施加电流限制；且

其中该控制器被配置为在所述第一模式下操作，直至检测到该音频信号的这样的高幅度部分，且在这样的检测时在该第二操作模式下操作，直至该音频信号的这样的高幅度部分已经被放大；

其中该第二电压量级大于用于放大该音频信号的该高幅度部分的标准电压净空所要求的电压量级。

另一方面提供了一种用于放大音频信号的放大器电路，包括：

一个放大器；

一个电压调节器，该电压调节器具有一个用于接收输入电压的输入节点和一个用于向所述放大器输出供应电压的输出节点，该电压调节器包括一个被耦合至该输出节点的输出电容器；

该电压调节器可操作以施加电流限制，从而限制由该电压调节器经由该输入节点所汲取的输入电流不超过限定的输入电流限制；以及

一个控制器，用于控制由该电压调节器所生成的标称输出电压；

其中该控制器被配置为针对该音频信号处于第一阈值以上的高幅度部分监视对该音频信号的电平的指示；且

其中该控制器被配置为在该第一模式下操作，直至检测到该音频信号的这样的高幅度部分，且在这样的检测时在该第二操作模式下操作，直至该音频信号的这样的高幅度部分已经被放大；

其中在该第一操作模式下，该标称输出电压提供该标称输出电压的量级的10％或更少的标称电压净空；且

其中在该第二操作模式下，该标称输出电压提供该标称输出电压的量级的至少25％的标称电压净空。

为了解释本公开内容的多个方面，现在将仅通过实施例的方式参考附图描述多个实施方案，在附图中：

图1a例示了常规放大器布置，且图1b和图1c例示了可以被用来供应放大器的dc-dc转换器的常规操作；

图2a和图2b例示了示例电压波形，所述示例电压波形分别例示了电压纹波和净空的概念，且使用高的固定供应电压用于放大器；

图3例示了根据一个实施方案的放大器布置；

图4例示了用于图3的实施方案的示例电压波形；

图5例示了确定电压阈值的一个实施例；

图6例示了根据另一实施方案的放大器布置；以及

图7例示了用于图6的实施方案的示例电压波形。

参考图1a，如上文所讨论的，用于一些电池供电电子设备(例如，便携式电子设备，诸如平板计算机或移动电话)的音频性能要求会越来越多地出现如下情况：用于调节至放大器104的功率供应的电压调节器(例如，包括dc-dc转换器102)可能不能够在不超过用于从电池101所汲取的电流的电池电流限制的情况下在输入信号sin的峰值信号电平处供应足够的功率。本质上，用于dc-dc转换器102的电流限制ilim(该电流限制ilim可以基于指定的电池电流限制值设置)导致dc-dc转换器可以供应的输出电流中的限制。因此，考虑到负载特性，且在不要求来自dc-dc转换器102的输出电流大于它可以供应的输出电流的情况下，存在从放大器驱动至特定负载的最大输出电压电平。

图1b例示了示例dc-dc转换器102(在此情况下是升压转换器)，其在转换器输出节点处提供输出供应电流is，进而从提供电池电压vbatt的电池提取电流ibatt。可以直接从电池101提供此电池电压，或经由某个去耦网络(未例示)从电池101提供此电池电压。该电池电压被施加至电感器106，该电感器106还被连接至开关160和161。开关160和161的控制端子被连接至开关控制器150，该开关控制器150可以接收时钟信号clk。

开关控制器150控制开关160和161的操作。当开关160有效(即，接通)且开关161断开时，电感器被连接在电池电压和参考(通常是地)之间。这允许电感器106中的电流累积。当开关160断开且开关161接通或有效时，电感器替代地被连接至输出节点，且存储在该电感器中的电流传递至输出端子且对输出电容器103再充电。开关控制器150因此控制开关160和161，以使dc-dc转换器在至少两个开关状态下操作：开关160断开且开关160接通时的第一开关状态，其中所存储的电流被从电感器供应至输出；开关160接通且开关161断开时的第二开关状态，其中电流被存储在电感器中。

输出电压vs被反馈至第一误差放大器151，且与标称输出电压vnom进行比较，且所得到的电压误差信号被提供至控制器150，该控制器150因此调整至开关160和161的控制端子的脉冲定时，以便闭合第一电压控制反馈回路，从而将输出电压vs调节成接近vnom。在一些情况下，控制器150可以基于该时钟信号切换至第一开关状态或第二开关状态中的限定的一个，然后基于反馈误差信号交换至另一开关状态。因此，开关循环由时钟信号限定，其中在该开关循环内一个特定开关状态的占空比由误差反馈回路确定。许多用于提供此反馈回路的电路是已知的。应注意，图1b例示了输出电压vs与期望的标称电压进行比较，但是将理解，可以将该输出电压的电平移位型式与合适的参考进行比较。然而，通常包括第一误差放大器151的电压控制回路操作以尽可能将输出电压维持在标称输出电压的电平处。

如果负载电流增加，则从电池所获得的电流ibatt也将增加，如图1c中所例示的。在某个点处，所汲取的电流可以增加至值ilim，该值ilim是允许由dc-dc转换器从电池所获取的最大指定电流(可能地考虑到电池的其他预期负载)。

为了提供电流限制，所汲取的电池电流可以被监视，且可以通过第二误差放大器152将其与ilim进行比较。如果所汲取的电池电流ibatt小于ilim，则误差放大器152的输出对开关控制器150的脉冲输出(即，开关状态的定时或占空比)不具有影响。然而，如果ibatt试图超过ilim，则经由误差放大器152的电流控制回路被布置为支配电压控制反馈回路且保持ibatt保持接近ilim，尽管存在输出电压vs中的任何所得到的减小。

因此，dc-dc转换器102通常可以在电压控制模式或电流控制模式(即，有效电流限制模式)下操作，这取决于从电池索取的电流从而间接地取决于供应负载所要求的电流。在电压控制模式下，电流控制回路(即，误差放大器152)是对开关状态不具有实质上有效影响的状态，且在该电压调节器的输出节点处所生成的输出电压被控制为大体上等于限定的标称电压vnom。然而，在电流控制模式下，可以通过电流控制回路来修改开关状态的切换，以避免超过输入电流限制。

当被用来向放大器104提供供应电压时(如图1a中例示的)，将理解，随着待被施加至给定负载的信号电压增加，所要求的电流增加。因此，考虑到负载的特性，且在由于对dc-dc转换器102的输入电流的约束而不要求来自dc-dc转换器102的输出电流大于它可以供应的输出电流的情况下，存在可以从放大器104驱动至特定负载的最大输出电压电平。

克服此问题的一种方法是使用专用能量存储元件(诸如，电容器)，以存储能量，从而在这样的情况下支持负载需求。该能量存储元件可以被耦合至用于放大器104的电压供应轨。在dc-dc转换器102可以满足该负载需求的情况下，则该能量存储元件将保持被充电。然而，如果dc-dc转换器进入有效电流限制操作模式，即，达到用于dc-dc转换器102的输入电流限制且该dc-dc转换器不能够满足该负载需求，则该能量存储元件可以供应附加的电荷，以有效地弥补差额。

除了输出电容器103之外，能量存储元件可以是电容器。然而，这将要求存在附加的电容器，这将增加电路系统的成本和大小且可能要求附加的集成电路接触端子，例如引脚。对于便携式电子设备，多种部件的大小和作为结果所占据的pcb面积可以是另一重要的考虑因素。

因此，可以操作放大器电路100，以使用输出电容器103作为能量存储电容器，该能量存储电容器足以存储能量，从而在dc-dc转换器102经历电流限制时支持负载。然而，为了提供有用的能量存储量，输出电容器103的电容将需要是相对大的，例如显著大于仅为了横跨dc-dc转换器的多个开关状态的每个循环维持dc-dc转换器102的输出电压而常规可以使用的电容。

如参考图1b所讨论的，dc-dc转换器(诸如，升压转换器等)通常在一个循环中在至少两个开关状态之间切换，以提供所要求的输出电压。在dc-dc转换器的第一状态中，在dc-dc转换器的输出处产生电压，以满足负载需求且(在正常操作中)对输出电容器充电。在第二状态中，dc-dc转换器对其他部件(诸如，电感器)有效地充电/放电，且输出电容器至少部分地支持负载需求。在正常的非电流限制操作中，即在电压控制下，根据dc-dc转换器上的负载来控制开关循环，以提供期望的标称输出电压。通常，输出电容器103被选择成恰好足够大，从而在第一状态的情况之间(即，在输出电容器被再充电的情况之间，例如在第二状态的情况期间)支持负载需求，其中对于最高的预期负载需求具有可接受电压纹波，但是假设平均而言，dc-dc转换器可以满足功率需求。因此，输出电容器103正常将不会大到足以在包括许多开关循环的延长的时间周期内供应电荷，其中dc-dc转换器本身不能够在没有不可接受的电压下降的情况下满足功率需求。

因此，如所提及的，相比于为了存储附加的电荷而将常规使用的输出电容器，人们可以考虑使用显著更大的输出电容器。然而，使用显著更大的电容用于输出电容器103本身将导致大小和成本增加，且可能是不期望的。

因此，替代地，与放大器104原本可能要求的电压相比，从dc-dc转换器102输出的电压(即，标称输出电压vs)可以被显著增加。

将理解，常规地可以操作dc-dc转换器102以提供供应电压vs，考虑到正常的预期电压纹波，该电压vs具有足够的电压净空使放大器104放大至期望的峰值信号电压。

图2a例示了净空和纹波电压的原理。图2a例示了供应电压vs和来自放大器104的输出电压的曲线201。如上文所提及的，dc-dc转换器102通常将是开关式功率供应，该开关式功率供应重复循环通过一系列开关状态，包括：第一状态，其中标称输出电压vnom在dc-dc转换器102的输出处产生；以及，第二状态，其中输出电容器提供输出负载电流负载中的至少一些以维持供应电压。因此，将存在包括第一状态的时段p1和第二状态的时段p2的重复循环。在第二状态的时段p2期间，输出电容器103支持负载且被放电，因此在此时段p2内存在供应电压vs的略微下降，该略微下降取决于负载。在第一开关状态的时段p1期间，dc-dc转换器102的输出处的电压对输出电容器再充电。这在开关循环内导致量级δvr的电压纹波。dc-dc转换器102的开关频率和/或占空比(即，时段p1和p2的持续时间)被控制，以使得输出电容器尽可能在每个循环都被再充电至vnom，且在最坏情况的负载下，电压纹波δvr的量级在可接受的范围内。注意，电压下降的量级以及开关时段的持续时间相对于输出信号(该输出信号是输入信号sin的放大型式)中的变化在图2a中被放大，以便解释这些原理。

为使放大器104在没有削波的情况下正确地放大输入信号sin，至该放大器的供应电压vs应在经放大的输出信号201之上允许特定的放大器净空ha。此放大器净空ha实际上是允许该放大器的正确操作(例如，允许由该放大器的输出晶体管的导通电阻所引起的电压下降)所要求的最小附加电压。给定的放大器所要求的净空的量将取决于放大器设计，且还可以取决于信号电平以及操作条件。因此，可以基于在最坏情况的预期操作条件下、在最大预期输出信号电平vsmax处所要求的最小净空，为该放大器限定所要求的放大器净空ha。为了允许多种电路部件的制造公差和操作条件的不确定性，可以在放大器净空ha中包括一定的公差，但是此公差通常是相对小的，因为通常优选的是保持标称供应电压如实际上一样低。本领域技术人员将容易理解如何为特定的放大器实施方式确定适当的放大器净空ha。

电压纹波δvr与放大器净空ha一起可以被看作共同地限定信号的正确放大所要求的操作净空ho。如本文所使用的，术语操作净空ho因此将被用来指代基于最坏情况的预期操作条件，为了正确操作而在标称输出电压vnom和最大输出信号电平vsmax之间所要求的最小净空(ho＝δvr+ha)。

因此，可以基于所确定的相关电路所要求的操作净空ho和最大预期输出信号电平vsmax来设定dc-dc转换器的标称输出电压vnom。

在一些实施方案中，最大预期输出信号电平vsmax可以通过音频信号路径的物理约束来限制，换句话说，通过限制输入信号sin的最大允许电平来限制。输入信号sin的范围可以例如通过信号路径中位于放大器104上游的部件的输出范围来限制。例如，最大输入信号电平可以至少部分地通过可变增益元件的最高增益设定来确定，该可变增益元件提供一些音量控制和/或该信号路径中的dac的满量程输出电压和/或最大调制因子。然而，在一些实施方案中，最大输入信号电平可以是概念设计限制；也就是说，该放大器电路将被设计为能够在没有削波的情况下放大任何信号一直到最大输入电平，但是在一些情况下，可以能够物理地被操作以向放大器供应较高的信号电平，尽管有信号削波的风险或可能性。

本文将使用术语标称净空hnom来指代标称输出电压vnom(即，标称供应电压)与最大预期输出信号电平vsmax之间的实际差(hnom＝vnom-vsmax)。因此，用于放大器电路的标称净空hnom应被设定为至少等于所要求的操作净空ho。因此，标称净空能够被看作对可以在使用中预期的最小实际净空的指示(如果供应电压在标称输出电压电平处且输出信号在预期最大电平vsmax处)。在图2a中所例示的实施例中，标称净空hnom被布置为等于所要求的操作净空ho。

还将理解，当信号电平改变时，输出信号和供应电压之间的实际电压差将随时间变化，且如果在给定时间点处的输出信号电平低于预期最大电平vsmax，例如，如由虚线201b所表示的，则在此时间处的输出信号201与供应电压vs之间的实际电压差可能远大于所要求的电压差(但是标称净空是关于最大信号电平限定的且不变化)。

在一些放大器设计中，如下文将更详细讨论的，dc-dc转换器102的标称输出电压vnom(即，标称供应电压)的值可以在使用中变化，以在信号电平减小时减小，以便减小任何过多的实际净空。如果标称输出电压vnom被布置为随信号电平变化，例如在g类操作模式或h类操作模式下，则在任何给定的时间的相关的最大预期输出信号电平将是这样的最大输出信号电平，在该最大输出电平处使用在那个时间的那个相应的标称供应电压。换句话说，在标称供应电压随信号电平改变的系统中，基于对应于那个输出电压的最大信号电平，将存在与每个标称输出电压相关联的标称净空。

作为一些实施方式中的一个实施例，大约3v的电池电压可以被升压至大约8v的供应电压vs，以适合于驱动板上扬声器的d类放大器。在正常操作中，在一些实施方式中，电压纹波δvr的量级可以大约是100mv左右。所要求的放大器净空可以是大约几百毫伏，比如在一些实施方式中是约200mv，以允许通常可以使用的大小的输出晶体管的导通电阻以及对时段的最大占空比和最小占空比p1/p2的一些可能的约束。因此，操作净空ho可以是大约几百mv。因此，用于这样的放大器的标称净空可以被设置为大约500mv左右，以应对此预期电压纹波和放大器电压下降。因此，当使用8v供应电压时，最大输出信号电平可以被限制至约7.5v。这可以被看作标准净空，其中该标称净空与所要求的操作净空具有相同种类的量级，即，在最大信号电平处的任何过多的净空是相对小的。

为了在输出电容器103中提供合理的能量存储，在不要求过大的电容的情况下，替代地可以用显著较高的输出电压(例如，大约12v)操作该dc-dc转换器。因此，相比于由于电压纹波和放大器净空ha所要求的电平，供应电压可以被设定在显著更大的电平处。

在使用中，dc-dc转换器102将向放大器104供应功率，如先前所描述的，但是在此情况下，供应电压将是固定的相对高的电压供应，比如12v的供应。用于dc-dc转换器102的输入电流限制将被设定，以确保从电池所汲取的电流不超过电池电流限制。在至少一些操作条件下，例如在相对低的信号电平下，由放大器104所汲取的功率可以使得在不超过该输入电流限制的情况下，由dc-dc转换器102满足电流需求。然而，如果操作条件改变，例如音频信号电平接近峰值信号电平，则dc-dc转换器102可以进入电流限制操作模式，其中至该dc-dc转换器的输入电流被有效地限制。在此情况下，来自dc-dc转换器102的输出电流可能不足以满足来自放大器104的需求，然而存储在输出电容器中的附加的能量将支持负载需求。

图2b例示了这样的操作的原理。图2b指示表示来自放大器104的输出信号随时间的曲线201。还示出了供应电压vs以及它如何随时间变化。图2b的下部曲线表示对何时电流限制在dc-dc转换器102中有效(例如，该dc-dc转换器已经从正常电压控制模式交换置电流模式控制)的指示。注意，将理解，当该dc-dc转换器操作时，电流限制监视器(例如，图1b的第二误差放大器152)将正常地连续操作，以确保不超过相关的输入电流限制。因此，电流限制控制或监视可以始终在操作，然而如本文所使用的，术语电流限制或电流限制操作模式应被用来意指输入电流被有效地限制，即，相比于在不存在电流限制控制时的输入电流被减小。如果目前的输入电流在那个时间处取决于针对dc-dc转换器102所限定的输入电流限制，则可以说电流限制是有效的。对于图1b中所例示的示例dc-dc转换器，如果开关控制器150响应于电流控制回路的输出(即，第二误差放大器152的输出)，则可以说电流限制是有效的，以覆写(override)由电压误差反馈回路所指示的定时(即，第一误差放大器151的输出)。

在由图2b所例示的时段的开始处，供应电压vs在高固定电平(比如12v)处。注意，图2b涉及音频输入信号sin的时间刻度上的改变，而不涉及该dc-dc转换器的快得多的开关频率上的改变，且为了清楚起见，忽略与dc-dc转换器102的开关相位相关联的任何纹波电压，然而，在展开部分202中例示了对实际电压可以如何变化的指示。从最初一直到时间t1，在不超过输入电流限制的情况下，dc-dc转换器102可以满足放大器104的功率需求。然而，在时间t1处，经放大的输出信号201的信号电平已经达到一个电平，在该电平处，dc-dc转换器102达到输入电流限制。在此时间之后直到时间t2，dc-dc转换器经历电流限制，且dc-dc转换器102不能够满足充分的电流需求。然而，输出电容器103可以供应电荷以确保满足充分的电流需求。这样，由输出电容器103所维持的供应电压vs的电压可以开始下降(在该dc-dc转换器的几个开关循环内)。然而，由于初始供应电压显著高于放大器104所要求的电压，所以放大器104仍然继续正确地操作。在时间t2处，信号电平减小到一个电平，在该电平处，dc-dc转换器102可以在没有电流限制的情况下满足功率需求。因此，该输出电容器被再充电回至dc-dc转换器102的高输出电压，例如12v，从而准备好对于另一随后的信号峰值支持负载需求。

虽然这样的方法可以提供满足峰值音频需求同时不超过电池电流限制的能力，但是它确实要求维持相对高的供应电压，这对于功率效率是不期望的。如上文所述，应操作dc-dc转换器102以为被放大的信号提供具有足够的电压净空的供应电压vs。然而，如果被放大的信号和供应电压vs之间的差大于所要求的电压净空，即，存在过多的净空，则在放大器中可能存在不必要的功率浪费。此外，dc-dc转换器当以较高的输出电压操作时可能消耗更多的功率。

因此，相比于出于标准净空原因所必需的供应电压，以更高的供应电压操作倾向于减小功率效率，因为在放大器操作和dc-dc转换器中固有地浪费更多的功率。

本公开内容的实施方案涉及一种放大器布置，其中放大器从电压调节器接收功率，且控制器被配置为接收对待被该放大器放大的信号的电平的指示，且确定该待被放大的信号是否可能导致该电压调节器经历电流限制。在确定可能地在该电压调节器处施加电流限制(例如基于已知的或假设的系统参数，从而确定该电压调节器可能不能够满足来自该放大器的功率需求)的情况下，则放大器电路可以在该电压调节器输出一个限定的高输出电压的情况下操作。此限定的高电压可以是相对高的电压，其高于仅仅出于标准电压净空原因所要求的电压，以便以与参考图2b所描述的类似方式将能量存储在耦合至供应电压轨的电容器或其他能量存储元件中。然而，当确定电压调节器不可能进入电流限制操作模式且该电压调节器本身可以满足该放大器的功率需求时，可能不需要将这样的附加的能量存储在输出电容器或类似物中。因此，在这样的时间处，来自该电压调节器的电压输出可以从该限定的高电压减小，且可能地被显著减小，且可以基于预期的信号电平和标准净空来设定。该电压调节器可以包括dc-dc转换器。

因此，例如，如上文所提及的，当dc-dc转换器不在电流限制操作模式下操作时(例如，对于第一信号幅度范围)，则8v的供应电压可能适合于用于驱动扬声器的d类放大器。如果控制器确定dc-dc转换器将不在电流限制操作模式下操作，则可以操作该dc-dc转换器以提供8v的输出电压。然而，如果确定输入信号的高电平部分将可能地使来自放大器的功率需求导致该dc-dc转换器经历电流限制，则来自dc-dc转换器的输出电压可以被增加至限定的高电压，比如12v，以将能量存储在输出电容器中。此限定的高电压可以显著高于出于标准净空原因所要求的电压。在该信号的高信号电平部分到达该放大器之前的足够的时间内，该输出电压被增加至该限定的高电压，使得存在时间将该输出电容器或其他存储元件充电至该限定的高电压以存储电荷，从而支持功率需求(对于当该dc-dc转换器确实进入电流限制时)。因此，该控制器可以是前瞻(lookahead)模块的一部分或可以响应于前瞻模块，该前瞻模块在被放大的信号之前足够远处分析对信号电平的指示。

图3例示了一个实施方案，其中类似的部件由相同的附图标记标识。在图3的实施方案中，输入信号sin从放大器104上游的主信号路径分接且传递至控制器301。控制器301分析输入信号sin，以确定该信号的那个部分在被放大时是否将产生一个功率需求，该功率需求将可能导致在dc-dc转换器102内施加电流限制。在一些情况下，该控制器可以通过确定输入信号电平是否在预定阈值以上来确定输入信号sin的高幅度部分。

控制器301选择性地控制电压调节器(即，dc-dc转换器102)的输出电压。控制器可以选择性地以至少两个模式中的一个操作。在未检测到输入信号sin的高电平部分的情况下，控制器301可以在第一操作模式下操作，且来自dc-dc转换器102的输出电压可以被控制为处于第一电压v1处或不大于第一电压v1。在此第一操作模式下，供应电压可以被设定以提供标准量的电压净空，即，标称净空hnom可以大约是所要求的操作净空ho。然而，在检测到输入信号sin的一部分将可能地导致在dc-dc转换器102内施加电流限制的情况下，则控制器301在第二操作模式下操作且控制dc-dc转换器102，以使得来自dc-dc转换器102的标称输出电压是第二电压v2，该第二电压v2高于(且可能地显著高于)第一电压v1。控制器301切换至第二操作模式，且在该信号的高幅度部分到达放大器104之前且在输出电容器103可以被充电至大于第一电压v1的电压的足够的时间内(例如，在输出电容器可以被充电至大体上第二电压v2的时间内)，增加dc-dc转换器102的输出电压。因此，在dc-dc转换器进入有效电流限制操作模式之前且充分地在输出电容器103可以被充电至大体上第二电压v2之前，控制器301切换至第二操作模式。在此第二操作模式下，供应电压可以被设定为显著高于标准净空所要求的供应电压，即，标称净空hnom显著高于所要求的操作净空ho。因此，此第二操作模式可以有意地提供显著过多的净空(he＝hnom-ho)，以在输出电容器中存储足够的能量。实际上，提供过多的净空以在dc-dc转换器102的多个循环内允许供应电压vs的显著电压下降，同时仍然维持所要求的操作净空ho。

为了提供此前瞻功能，控制器301在放大器104之前的某个延迟之前将输入信号sin从信号路径分接。该延迟可以至少部分地由某个有意的延迟元件302(例如，合适的缓冲器)实施，以在控制器识别该信号的高电平部分和该信号的高电平部分到达放大器104之间给出足够的延迟d。然而，在某些情况下，该延迟的至少一部分可能是由于下游信号路径中的固有传播延迟和/或在放大之前施加至输入信号sin的其他信号处理造成的(但是如果这样的下游信号处理使被放大的信号电平变化，则控制器301应被配置为考虑这样的下游处理)。控制器301和延迟元件302可以共同地被看作前瞻模块303的至少一部分。

图4例示了与图2b中所例示的电压波形类似的电压波形，以示出根据图3的实施方案的操作的一个实施例。图4例示了与图2b中所示出的相同的经放大的信号201。再次，此信号201导致dc-dc转换器102在时间t1和t2之间经历电流限制。然而，在此情况下，由于最初被放大的信号的电平将不导致dc-dc转换器102的电流限制，所以来自dc-dc转换器102的输出电压最初被设定在第一电压v1处，从而至放大器104的供应电压vs也在v1处。

控制器301在信号被放大之前一等于延迟d的时段来有效地分析输入信号sin。在一个实施方案中，控制器可以通过检测何时输入信号超过阈值vthr来检测该阈值的高幅度部分。出于解释的目的，图4例示了对于经放大的信号适当地缩放的阈值vthr'，但是将理解，此阈值可以简单地是可以施加至输入信号sin的阈值vthr的缩放型式。在时间t0处，控制器301检测该输入信号的高幅度部分，该高幅度部分最终将在时间t1处出现在输出处。因此，控制器301在此时间(即，t0)处切换至第二操作模式，且使dc-dc转换器102的标称输出电压增加至v2。因此，在该输入信号的高电平部分在时间t1处被放大之前的一个时段内，输出电容器103被充电至电压v2。当在时间t1处放大该输入信号的高电平部分且dc-dc转换器102之后经历电流限制时，存储在输出电容器103中的能量有助于支持至放大器104的功率供应，因此该放大器104在没有削波的情况下放大该信号。由于dc-dc转换器102不再满足该放大器的功率需求，所以输出电容器103的电荷随时间(且在可能包含该dc-dc转换器的数十个或数百个开关循环的时段内)被耗尽，且供应电压vs下降，但是保持足以为放大器104提供足够的电压净空，即，供应电压保持在该信号电平加上所要求的操作净空ho以上。换句话说，由高电压v2所提供的过多的净空足以允许供应电压vs的显著电压下降，且仍然提供所要求的操作净空ho。

在时间t2处，被放大的信号201已经再次下降至低电平，从而该控制器可以被改变回至第一操作模式，该第一操作模式具有来自dc-dc转换器102的标称输出电压v1。输出电容器103将因此放电回至v1。因此，当检测到该输入信号的高幅度部分(例如，输入信号电平在阈值以上)时，控制器301可以使dc-dc转换器102的输出电压增加至较高的电压v2。可以在输入信号电平保持在阈值以上时且在对应于延迟d的之后时间段内维持此高电压操作，以使得该信号的所有高幅度部分在改变回至较低的输出电压的第一操作模式之前被放大。

如先前所提及的，在第一操作模式下，供应电压v1可以被设定以提供标准净空。用于第一操作模式的最大输出信号电平(vsmax)实际上等于缩放阈值vthr'，由于在vth以上的输入信号将导致交换至第二操作模式。因此，供应电压v1可以被设定以为缩放阈值vthr'的最大输出信号电平提供标准净空。例如，考虑到阈值vthr对应于7.5v的输出信号电平。约500mv的标称净空可能适合于标准净空(以提供足够的放大器净空ha且以允许电压纹波)。因此，电压v1可以被设定为等于8v。在此实施例中，标称净空因此大约恰好超过供应电压的6％。

在多个实施方案中，在第一操作模式下，在第一模式下的标称净空的量级可以是标称供应电压的量级的大约15％或更小，或大约10％或更小。这可以被看作标准净空。

在一些实施方案中，该标称净空的量级可以是大约1v或更小。

在第二操作模式下，供应电压被设定以便在输出电容器或耦合至供应轨的某个其他能量存储元件中存储足够的能量。在此情况下，标称供应电压被设定以提供显著过多的净空，从而使得在许多开关循环内可以经历至标称电压以下的供应电压的显著下降，且实际上供应电压保持足够高以提供操作净空ho。当输入信号sin超过阈值vthr时，控制器301交换至第二操作模式，在上文的实施例中，该阈值vthr对应于7.5v的输出信号电平。在第二操作模式下，最大预期输出信号电平可以通过设计来限制，如上文所讨论的，且可以例如是大约8.5v。在第二操作模式下，供应电压可以被升高至比如12v的标称供应电压，即，在此实施例中v2＝12v。第二操作模式下的标称净空因此是3.5v，其显著高于可能出于标准净空原因所要求的0.5v。在此情况下，标称净空是标称供应电压的量级的大约30％。

因此，在一些实施方案中，第二操作模式下的标称净空的量级可以是标称供应电压的量级的大约至少20％，或标称供应电压的量级的至少25％。

在一些实施方案中，第二模式下的过多的净空(即，hnom-ho)可以是标称输出电压的量级的大约至少10％。在第一模式下，任何过多的净空可以低于标称输出电压的量级的10％，且可以低于标称输出电压的量级的5％。换句话说，第二操作模式下的过多的净空可以足以允许供应电压从标称值的至少5％的电压下降，或至少10％的电压下降，或在一些实施方案中至少15％或至少20％的电压下降。如果将提供标准电压净空，则不能够容忍这样大的电压下降。

在一些实施方案中，第二模式下的标称净空可以是大约至少1v或至少2v。

当然将理解，用于供应电压和净空的任何具体数字仅是通过实施例的方式给出的且不是限制性的。确切数字将取决于具体实施方式。

以此方式，信号的峰值由被预充电至高电平的输出电容器103支持，但是仅在要求时才这样，从而使得该放大器能够在不要求高电压的其他时间处以较低的电压供应电压操作，进而大大提高功率效率。

本领域技术人员将理解，存在与g类放大器技术或h类放大器技术的一定类似性。在g类放大器或h类放大器中，供应至该放大器的供应电压vs基于对待被放大的信号的指示而变化。如果待被放大的信号sin具有相对低的电平，则供应电压vs可以被减小，以减小过多的电压净空，从而减小功率浪费。如果输入信号电平sin之后增加，则供应电压可以被增加以提供适当的电压净空。当信号电平落入多个带内时(例如，通过与一个或多个阈值比较)，可以存在用信号电平对供应电压vs的相对连续的追踪，或供应电压可以在一个或多个设定电平之间变化。

然而，常规的g类操作和h类操作纯粹涉及电压净空且纯粹调整电压，以确保对于目前的信号电压或信号范围存在足够的电压净空。在每个操作电压处，预期的是dc-dc转换器102可以满足该放大器的功率需求，且任何输出电容器103仅被充电至一个电平，以支持dc-dc转换器102的充电阶段之间的负载需求。因此，对于g类操作或h类操作，将基于所要求的标准操作净空(即，放大器净空ha和电压纹波δvr)为那个特定的信号电平或信号电平带限定供应电压。在每种情况下，特定的供应电压与对于全部使用相同的供应电压的信号电平带的对应的输出信号电平或最大输出信号之间的标称净空将是相对低的，比如是相关供应电压的量级的大约10％或更少。

相比之下，本实施方案基于确定何时dc-dc转换器102将进入电流限制操作模式，且在较高的信号电平入射在放大器之前的一个时段内用足够高的电压操作，来切换至高电压操作模式，使得输出电容器存储附加的能量且可以有助于在dc-dc转换器的所有开关阶段期间支持负载需求。第二操作模式提供过多的净空，该过多的净空显著大于常规净空所要求的净空。如上文所讨论，在一些实施方案的第二操作模式下，标称净空可以是特定的供应电压的量级的至少20％或至少25％。

在本公开内容的实施方案中，控制器301可以通过确定何时输入信号的信号电平超过阈值vthr来确定何时dc-dc转换器102可以进入电流限制操作模式。

可以基于dc-dc转换器102和放大器104的参数以及可能地其他相关系统参数来确定阈值vthr。

在一个实施例中，可以如关于图5所例示的那样来确定或计算阈值vthr。可以基于施加至dc-dc转换器102的输入电流限制以及功率供应(即，dc-dc转换器102)的效率值来确定可以由dc-dc转换器102供应的最大输出电流(即，功率供应输出电流限制)。待被施加的电流限制将在使用中被限定且可以是已知的值。用于dc-dc转换器102的效率值可以是最差情况预期效率值。此值通常从该dc-dc转换器的设计或仿真已知，但是在一些情况下，可以使用历史测量的效率值。

基于在进入电流限制之前可以从该dc-dc转换器供应的此最大输出电流以及该放大器的效率值，可以确定来自放大器104的输出电流限制。这将表示在dc-dc转换器102将进入电流限制之前可以从放大器104递送的最大预期电流。用于该放大器的效率值同样可以是基于该放大器的设计和/或测量值已知的值。

基于由放大器104所驱动的负载105的参数，来自放大器104的此最大输出电流限制可以被转换为对最大输出幅度(即，驱动电压)的指示，放大器104可以在不超过电流限制的情况下驱动该最大输出幅度。负载参数可以特别是负载阻抗r。在一些情况下，负载电感l可以附加地或替代地被用来确定输出幅度限制。这些阻抗值和/或电感值在设备制造时对于相关负载、尤其是对于车载扬声器可能是已知的。然而，在一些情况下，可以基于预期的负载类型来假设这些值，或至少可以在使用中进行一些测量。

对于特定幅度驱动信号，由负载105所汲取的电流也可以取决于音频频率，从而为了确定幅度限制，可以附加地考虑对最小音频信号频率的指示。

最后，可以基于放大器104的增益(以及可能地在控制器301将该输入信号分接的点与放大器104之间的信号路径中的任何增益调整)来将此输出幅度限制转换为输入信号幅度限制。

以此方式，可以限定输入信号幅度阈值vthr，在该阈值以上，预期的是功率需求将导致该dc-dc转换器进入电流限制操作模式。

注意，图5例示了计算阈值vthr的多个步骤，从而解释在确定适当的阈值时可以使用的原理。在实践中，将没有必要将这些作为个体步骤按次序执行，且例如可以用所有相关输入执行单个计算和/或可以以合适的方式组合上文描述的多个输入。

在一些情况下，所描述的输入中的每个对于一个具体实施方式可能是已知的，且可以在使用中不变化。在这样的情况下，将可以确定待被存储或待被编程为控制器201可用的合适阈值。vthr可以例如被存储在存储器中或在启动时由系统软件加载到存储器中。

然而，在至少一些实施方案中，输入中的至少一些可以在使用中变化。例如，待被施加到该dc-dc转换器的输入电流限制可以是可编程的，且可以在使用中取决于电池状态而变化。

当电池被相对深地放电时，从该电池所汲取的电流可以导致电池电压下降至一个电压，该电压如此低，以至于它导致系统复位(reset)。用于dc-dc转换器102的输入电流限制可以被设定，以便避免出于此原因而汲取太大的电流。然而，当电池被充分充电时，该电压下降不太是问题，因为电压将不会下降至复位阈值以下。

因此，在一些实施方案中，可以监视电池电压，且可以基于电池电压来控制输入电流限制，其中随着电池放电，电流限制减小。这具有允许dc-dc转换器102在高电池充电状态下汲取更多电流从而阈值vthr电平可以较高的优点。较高的阈值vthr意味着放大器电路对于较大的音频信号动态范围在较低的电压模式下操作，从而提高效率。

因此，在一些实施方案中，放大器电路可以包括阈值生成器，例如如图6中所例示的阈值计算模块。图6示出了放大器电路600，其中类似的部件由与先前使用的相同的附图标记标识。

在图6中，设置阈值计算器601，以确定一个阈值vthr，该阈值vthr待由控制器301应用，以为了确定是用高限定电压v2操作还是用较低的操作电压(例如，v1或更低)操作。该阈值计算器可以包括用于确定阈值vthr的专用电路系统和/或可以包括例如在合适的处理器上运行的软件模块。

阈值计算器601可以在系统上电(power-on)或复位时运行以产生vthr，和/或如果被用来计算该阈值的参数在使用中变化，则阈值计算器601可以连续地操作。

该阈值计算器可以接收先前所描述的输入中的至少一些。用于dc-dc的输入电流限制可以是可编程的，且可以被存储在存储器中且可以由vthr计算器读取。在一些情况下，该输入电流限制可以是自适应的(adaptive)，如上文所描述的。

用于功率供应(即，dc-dc转换器)效率的值η和音频放大器效率的值η可以被存储在存储器中。扬声器电阻、电感和最小音频信号频率也可以被存储在存储器中且可以是可编程的。在一些情况下，扬声器阻抗和电感的量度以及它如何随时间变化可以在使用中由于某个其他原因(例如，为了扬声器保护)而被确定，且在某些情况下，可以在操作中更新阻抗值和/或电感值。

同样，如果放大器104的增益在使用中是可变的，则该放大器的增益也可以被用来使阈值vthr变化。

阈值vthr被提供至控制器201。控制器201还接收对输入信号sin的指示，以确定该输入信号的电平是否在该阈值以上。在一些实施方案中，控制器201接收输入信号sin本身且确定信号电平是否在阈值vthr以上。

因此，控制器301可以包括电平检测器602(诸如，包络检测器)，以确定用于输入信号sin的包络电平env。包络检测器602可以例如峰值检测该输入信号，对信号电平的增加具有相对快速的启动时间(attacktime)，但是具有相对于预期信号频率设定的衰减时间以维持包络值。

可以设置比较器603，用于将所确定的信号电平与阈值vthr进行比较。模式控制器604可以响应于比较器603来生成模式控制信号，从而控制该dc-dc转换器的适当操作模式。在一些情况下，该模式控制信号是合适的电压参考信号，用于指示将由dc-dc转换器102生成期望的输出电压。

为了在信号的高电平部分到达放大器104之前提供足够的时间以将输出电容器103充电至限定的较高电压(例如，v2)而不要求延迟302过长，控制器应优选地对输入信号电平的任何增加快速响应。如所讨论的，包络检测器602因此可以具有快速启动时间。在一些实施方案中，由包络检测器602所接收的输入信号可以以某种方式被处理，例如通过预加强滤波器滤波，以加强信号电平的任何上升(如本领域技术人员将理解的)，以便提供对信号电平的增加的快速响应。

为了避免在dc-dc转换器可能被电流限制时所施加的限定的高电压模式与不期望电流限制时的较低电压模式之间的不必要的模式改变，该包络检测器可以具有较慢的衰减时间和/或比较器或模式控制器中的至少一个可以对模式之间的改变施加一定程度的滞后。例如，电压阈值vthr可以是为了切换至限定的高电压操作模式而施加的阈值，但是可以维持高电压操作模式直至信号电平下降至较低的阈值以下。

在一些实施方案中，控制器301可以不含有明确的(explicit)峰值检测器，且在一些实施方案中可以不导出实际包络信号env，且模式控制信号可以由其他装置生成，例如在没有峰值检测的情况下耦合至输入信号sin的比较器、具有滞后和/或超时的比较器，以有效地提供一种类型的包络检测且生成模式控制信号。

此外，在一些实施方案中，控制器301可以接收关于该输入信号的幅度或包络的某个其他指示。例如，在一些实施方案中，该输入信号的信号电平可以通过某个上游处理来确定且被提供至控制器，或可以提供指示可能地信号幅度的某个其他信号。

因此，实施方案使用对信号电平的指示来确定何时dc-dc转换器102可以进入经验电流限制，且特别是确定何时输入信号电平超过被确定为对应于可能地电流限制操作模式的阈值vthr。如果信号电平在该阈值以上，则控制器301控制dc-dc转换器102处于第二操作模式，该第二操作模式是限定的高电压模式，以产生高于放大器的峰值电压电平所要求的输出电压。控制器301在此第二模式下操作，以对输出电容器103预充电，从而在信号的高电平部分的放大期间支持电流需求。然而，如果信号电平保持在该阈值以下，则控制器301可以使该dc-dc转换器在具有较低输出电压的第一模式下操作。

在一些实施方案中，可以通过使使用g类技术或h类技术的dc-dc转换器在第一操作模式下操作来实现另一些效率增益，其中第二操作模式是不同的操作模式。

如先前所提及的，g类操作或h类操作是用于放大器的已知类型的操作，其中基于对信号电平的指示来调整放大器的供应电压vs，以便为被放大的信号或位于一范围内的最大信号电平提供适当的电压净空，但是以减少过多的电压净空。

当在第一操作模式下操作时，即，当dc-dc转换器未在电流限制操作模式下操作时，从而可以基于对信号电平的指示来控制该转换器的输出电压，以在h类实施方式中控制供应电压在最小电压和电压阈值vthr之间大体上连续地追踪信号电平，或对于g类型实施方式对于信号电平的限定的带追踪到多个限定的电压电平中的一个。

因此，控制器301的包络检测器602可以提供包络值，该包络值可以由模式控制器604使用以实施h类追踪，或该包络值可以由比较器603使用以与多个不同的电压阈值进行比较，从而确定将由dc-dc转换器102所供应的适当的供应电压。因此，第一操作节点可以被看作具有多个子操作模式或被看作具有基于电压净空的可变电压的模式。

在一些实施方案中，dc-dc转换器102可以具有能够实现的最小输出电压。因此，在一些实施方案中，模式控制器604可以对于低于电流限制阈值vthr的输入信号电平来控制dc-dc转换器102处于第一子操作模式，且可以对于第一操作模式使dc-dc转换器的输出电压在最小电压vmin和最大电压v1之间变化。电压v1将对应于这样一个电压，该电压提供放大恰好在用于电流限制的阈值vthr以下的信号的足够的净空。因此，如先前所描述的，v1可以被设定以提供对于所要求操作净空ho(即，放大器净空ha和电压纹波δvr)足够的标称净空。

对于升压转换器(即，具有升压拓扑的dc-dc转换器)，最小输出电压可以对应于升压因子1，即，最小输出电压可以等于输入电压。在这样的情况下，不是操作dc-dc转换器102以有效地提供电池电压作为输出，由于dc-dc转换器102的操作具有相关联的功率消耗，而是在一些实施方案中，控制器301也可以可操作以控制dc-dc转换器102在旁路模式下操作。在旁路模式下，dc-dc转换器102的开关部件可以被禁用，或至少开关频率被显著减小以减小功率消耗，其中电池电压被直接提供至输出。因此，dc-dc转换器102可以包括电压调节器605的一部分，其中在旁路模式下，该电压调节器可以禁用dc-dc转换器102且输送电池电压作为该电压调节器的输出电压。

因此，如果输入信号电平使得电池电压本身将为待被放大的信号提供足够的常规电压净空，考虑到由放大器104所施加的增益以及控制器301和放大器104之间的任何下游处理，模式控制器603可以控制dc-dc转换器102处于旁路操作模式。如果信号电平增加以使得电池电压不再足够，但是信号电平保持在电流限制阈值vthr以下，则可以用适当的电压参考来控制dc-dc转换器102，从而为被放大的信号提供足够的常规电压净空。如果信号电平超过电流限制阈值vthr，则dc-dc转换器102被切换至第二操作模式，且dc-dc转换器102的输出电压被增加到高电压v2，从而提供过多的电压净空。

然而，在一些实施方案中，该dc-dc转换器可以是能够进行升压操作和降压操作的降压-升压转换器。在该情况下，dc-dc转换器102可以始终用这样的输出电压操作，该输出电压在第一模式下被控制在低于电池电压vbatt的最小输出电压和第一操作模式的最大输出电压v1之间。

在使用中，由dc-dc转换器102所输出的最大电压将是在第二操作模式下所使用的高限定电压v2。此电压可以是可编程的，以考虑使用不同大小的输出电容器的不同的制造商。因此，控制器301可以响应于将在第二模式下使用的对高电压的指示vmax。控制器301还可以被提供有对可以由dc-dc转换器102实现的最小电压的指示vmin以及对由放大器104所施加的增益的指示。

如上文所提及的，延迟302可以被设定，以便允许在信号的高电平部分到达放大器102之前，输出电容器有时间充电至限定的高电压，即，vmax。该延迟的量可以由供应电压的最大改变确定。对于升压拓扑，此时间可以是使得dc-dc转换器102能够将输出电容器从vbatt的初始电压充电一直到限定的高电压vmax的时间。对于降压-升压转换器，所要求的电压改变可以是从vmin至vmax。供应电压的电压转换速率(slewrate)是从dc-dc转换器设计已知的，且取决于拓扑、开关频率、电感器纹波电流、输出电容器和负载中的至少一些。

在一些实施方案中，该延迟可以是可编程的，以允许dc-dc转换器部件(例如，电感器和输出电容器)以及开关频率的不同选择。

延迟302还可以包括用于作为音频放大器实施方式的一部分的脉冲宽度调制和/或数模转换的附加延迟。该延迟的此部分依赖于放大器拓扑、是从设计已知的且具有固定的持续时间。

图7例示了与图2和图4中所例示的电压波形类似的电压波形，以示出根据图6的实施方案的操作的一个实施例。图7例示了与图2和图4中示出的相同的放大的信号201。

在此实施例中，最初信号电平在电池电压vbatt将为放大器104提供足够的电压净空的电平处。因此，如上文所讨论的，控制器301可以在一些情况下使dc-dc转换器102在旁路操作模式下操作，且电池电压可以被提供直接作为电压调节器的输出电压。例如，这可以是dc-dc转换器102是升压转换器的情况。

在时间ta处，被放大的信号的电平已经被增加，使得电池电压vbatt不再是足够的。因此，控制器201启用dc-dc转换器102且将它的输出电压增加至对于此增加的信号电平足够的电平。将理解，控制器301将在该信号电平增加到达放大器之前一等于延迟时间d的时间量知晓该信号电平增加。此延迟的量是关于转换至第二操作模式中的最大输出电压v2所花费的最大时间设定的，因此可以是比h类追踪所要求的延迟大的延迟。因此，控制器可以确定实施输出电压的相关增加或减小的适当时间。在时间ta和t0之间，该dc-dc转换器的输出电压可以被控制，以用适当的净空追踪放大的信号的幅度。纯粹出于例示的目的，图7示出的是，在适当时，用降压-升压转换器，供应电压可以被控制为在电池电压以下。

在时间t0处，以与上文描述的类似的方式，检测到输入信号电平超过电流限制阈值vthr。因此，dc-dc转换器102的输出电压被增加至限定的高电压v2，以将输出电容器103充电至此电压。存储在输出电容器102中的此附加能量在此高信号电平时段期间直至时间t2为止支持负载电流需求，在此被放大的信号201已经再次下降至低电平，从而dc-dc转换器102可以被切换回至第一操作模式且可以恢复h类操作。

出于解释的目的，通过对比，图7还通过虚线701例示了如果不发生电流限制，则将实施的电压供应的操作。在这样的情况下，将预期的是，供应电压vs将以与一直到时间t0为止所例示的相同的方式追踪信号电平。在此情况下，在时间t1和t2之间所输出的信号的高电平部分仍然将在它被放大之前被检测到，但是所要求的前瞻量可能更少。因此，供应电压在信号的高电平部分在t1处被放大之前被增加，但是供应电压仅用常规净空追踪信号电平。因此，在在t1和t2之间的信号的高电平部分期间的供应电压远低于用来在电流限制成为问题时提供过多的净空的电压v2。这样，要求较少的时间来将输出电容器103充电至所要求的输出电压，且可以在dc-dc转换器102的逐循环基础上维持供应电压。图7例示的是，与用于g/h类追踪的标准净空相比，在第二操作模式下所使用的高电压v2从而具有足够的过多的净空。

因此，本公开内容的实施方案提供了能够满足音频功率要求同时提供良好的效率且不要求过大的电容的放大器布置。实施方案允许g类放大器和/或h类放大器与由于限定的电池电流限制而可能在使用中经历电流限制的dc-dc转换器一起使用的技术。当确定输入信号电平超过预期电流限制的阈值时，可以进入限定的高电压模式。在一些实施方案中，阈值计算器可以基于一个或多个可变参数(诸如，用于dc-dc转换器的输入电流限制)计算适当的阈值。

技术人员将认识到，上文所描述的装置和方法(例如，发现方法和配置方法)的一些方面可以被具体化为处理器控制代码，例如，在非易失性载体介质(诸如，磁盘、cd-rom或dvd-rom)、被编程的存储器(诸如，只读存储器(固件)上，或在数据载体(诸如，光信号载体或电信号载体)上。本发明的许多应用实施方案将在dsp(数字信号处理器)、asic(专用集成电路)或fpga(现场可编程门阵列)上实施。因此，代码可以包括常规的程序代码或微代码，或例如用于设置或控制asic或fpga的代码。代码还可以包括用于动态地配置可重新配置的装置(诸如，可重新编程的逻辑门阵列)的代码。类似地，代码可以包括用于硬件描述语言(诸如，verilog^tm或vhdl(超高速集成电路硬件描述语言))的代码。如技术人员将理解的，代码可以被分布在彼此通信的多个耦合的部件之间。在适当的情况下，还可以使用在现场可(重新)编程的模拟阵列或类似设备上运行以配置模拟硬件的代码来实施所述实施方案。

注意，如本文所使用的，术语模块应被用来指代可以至少部分地由专用硬件部件(诸如，自定义电路系统)实施的功能单元或块，和/或至少部分地由一个或多个软件处理器或在合适的通用处理器等上运行的适当的代码实施的功能单元或块。模块本身可以包括其他模块或功能单元。模块可以由不需要被协同定位且可以被设置在不同的集成电路上和/或在不同的处理器上运行的多个部件或子模块来提供。

实施方案可以在主机设备中实施，例如，该主机设备尤其是便携式主机设备和/或电池供电主机设备，诸如，移动电话、音频播放器、视频播放器、pda、移动计算平台(诸如，膝上型计算机或平板计算机)和/或游戏设备。该主机设备可以包括将由如所描述的放大器布置驱动的一个或多个音频输出换能器(例如，扬声器)。

应注意，上文所提及的实施方案例示而非限制本发明，且在不脱离所附权利要求的范围的前提下，本领域技术人员将能够设计许多替代实施方案。“包括”一词不排除权利要求中所列出的元件或步骤之外的元件或步骤的存在，“一”或“一个”不排除多个，且单个特征或其他单元可以实现权利要求中所记载的几个单元的功能。权利要求中的任何附图标记或标注不应被解释为限制其范围。