一种数字输出两级双精度生物医学电容传感器接口电路的制作方法

本发明涉及集成电路设计技术领域，具体涉及一种数字输出两级双精度生物医学电容传感器接口电路。

背景技术：

随着可穿戴智能医疗设备的发展和物联网技术的兴起，生物医学电容传感器被大量用到各种可穿戴智能医疗设备中，作为跨接传感器和处理芯片的桥梁，传感器接口电路也在不断发展、创新。人们对可穿戴多生理信号监护系统需求的不断提升，要求生物医学电容传感器可检测的精度不断提高，检测范围不断扩大，对传感器接口电路的要求也不断提升，低误差、高精度、低功耗成为生物医学传感器接口电路的主要挑战。

传统生物医学电容传感器接口电路输出大多为连续的模拟电压信号，不能直接与信号处理芯片级联，需要经过模数转换器再次转换。而传统的数字输出型电容传感器接口电路为单精度检测方式，测量范围固定，测量精度和灵活性受限。

技术实现要素：

本发明所要解决的是传统生物医学电容传感器接口电路所存在的问题，提供一种数字输出两级双精度生物医学电容传感器接口电路。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种数字输出两级双精度生物医学电容传感器接口电路，包括接口电路本体，所述接口电路本体由电容时间转换电路和时间数字转换电路组成。

上述电容时间转换电路包括参考电容cr2、参考电容cr3、传感器振荡器osc1、低精度振荡器osc2和高精度振荡器osc3；传感器振荡器osc1的输入端形成该接口电路本体的输入端，并与外接的被测电容cm连接；参考电容cr2和参考电容cr3分别接低精度振荡器osc2和高精度振荡器osc3的输入端；传感器振荡器osc1产生的输出信号tm送至可编程分频器a1的输入端；低精度振荡器osc2产生的输出信号tl和高精度振荡器osc3产生的输出信号th分别送至逻辑控制模块a2的2个输入端。

上述时间数字转换电路包括可编程分频器a1、逻辑控制模块a2、计数器cnt、寄存器reg0和寄存器reg1；外部输入的n位二进制的分频值n送至可编程分频器a1的控制端，可编程分频器a1对输出信号tm信号进行2ⁿ⁺¹分频处理后送至逻辑控制模块a2的输入端；计数器cnt包括1个时钟端和2ⁿ个输出端，逻辑控制模块a2输出的计数时钟信号clk送至计数器cnt的时钟端；寄存器reg0和寄存器reg1均由2ⁿ个d触发器组成，寄存器reg0的1个d触发器与寄存器reg1的1个d触发器相对应，且这2个d触发器的d端同时连接计数器cnt的其中一个输出端；逻辑控制模块a2输出的寄存时钟信号reg0_clk同时连接寄存器reg0的2ⁿ个d触发器的时钟端，逻辑控制模块a2输出的寄存时钟信号reg1_clk同时连接寄存器reg1的2ⁿ个d触发器的时钟端；寄存器reg0的2ⁿ个d触发器的输出端和寄存器reg1的2ⁿ个d触发器的输出端形成该接口电路本体的2ⁿ⁺¹个输出端。

上述方案中，可编程分频器a1的控制端输入的分频值n(十进制数)，由n位二进制信号构成。其中n的大小与寄存器reg0和寄存器reg1中d触发器的数量有关，而n的大小则决定了可编程分频器a1对输出信号tm信号的分频比。如n＝4时，分频值n的取值范围在0～16之间。此时，若输入的4位二进制信号为0000，则分频值n＝0，可编程分频器a1对输出信号tm信号进行2分频；若输入的4位二进制信号为0011，则分频值n＝3，可编程分频器a1对输出信号tm信号进行16分频。

与现有技术相比，本发明具有如下特点：

1、采用两级双精度振荡器产生低精度、高精度两路参考信号，对被测电容进行双精度测量，在提高测量精度的同时，减少测量时间；

2、采用外接参考电容与外部控制可编程分频器结构，可根据被测电容的大小，适当调整参考电容值，并由外部控制分频倍数，实现非固定、宽范围、高精度的电容检测；

3、采用逻辑控制单元结构，使双精度参考信号可在分频后的被测信号的一个周期内完成测量，减少测量时间；电容的变化直接转换为数字编码输出，可减少模数转换单元，方便与后续芯片级联，降低测量误差。

附图说明

图1为一种数字输出两级双精度生物医学电容传感器接口电路的结构图(n＝4)。

图2为逻辑控制模块时序图。

图3为不同电源电压下振荡器产生的方波周期仿真图。

图4为不同温度下振荡器产生的方波周期仿真图。

图5为dcm输出结果与相对误差仿真图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实例(n＝4)，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

一种数字输出两级双精度生物医学电容传感器接口电路，如图1所示，由电容时间转换电路和时间数字转换电路组成。

上述电容时间转换电路包括参考电容cr2、参考电容cr3、传感器振荡器osc1、低精度振荡器osc2和高精度振荡器osc3。传感器振荡器osc1的输入端形成该接口电路本体的输入端与外接的被测电容cm连接，参考电容cr2和参考电容cr3分别接低精度振荡器osc2和高精度振荡器osc3的输入端。传感器振荡器osc1产生的输出信号tm送至可编程分频器a1的输入端，低精度振荡器osc2产生的输出信号tl和高精度振荡器osc3产生的输出信号th分别送至逻辑控制模块a2的2个输入端。

上述时间数字转换电路包括可编程分频器a1、逻辑控制模块a2、计数器cnt、寄存器reg0和寄存器reg1。寄存器reg0由16个d触发器dff0_0～dff0_15组成，寄存器reg1由16个d触发器dff1_0～dff1_15组成。计数器cnt包括1个时钟端和16个输出端q0～q15。外部输入的4位二进制的分频值n(10进制)送至可编程分频器a1的控制端。可编程分频器a1对输出信号tm信号进行2ⁿ⁺¹分频处理后送至逻辑控制模块a2的输入端。逻辑控制模块a2输出的计数时钟信号clk送至计数器cnt的时钟端。寄存器reg0的1个d触发器与寄存器reg1的1个d触发器相对应，且这2个d触发器的d端同时连接计数器cnt的其中一个输出端。逻辑控制模块a2输出的寄存时钟信号reg0_clk同时连接寄存器reg0的16个d触发器的时钟端，逻辑控制模块a2输出的寄存时钟信号reg1_clk同时连接寄存器reg1的16个d触发器的时钟端。如计数器cnt的输出端q0同时接寄存器reg0、寄存器reg1内部的d触发器dff0_0、dff1_0的d端。计数器cnt的输出端q1同时接寄存器reg0、寄存器reg1内部的d触发器dff0_1、dff1_1的d端。依次接至d触发器的dff0_15、dff1_15。逻辑控制模块a2输出的寄存时钟信号reg0_clk同时连接寄存器reg0的16个d触发器的时钟端，逻辑控制模块a2输出的寄存时钟信号reg1_clk同时连接寄存器reg1的16个d触发器的时钟端。寄存器reg0的2ⁿ个d触发器的输出端和寄存器reg1的2ⁿ个d触发器的输出端形成该接口电路本体的2ⁿ⁺¹个输出端。

本发明的工作原理为：

如图1所示，被测电容cm经过传感器振荡器osc1，产生一个周期为tm的方波信号；tm信号经过可编程分频器a1分频处理后，产生2ⁿ⁺¹·tm的方波信号；参考电容cr2经过低精度振荡器osc2，产生一个周期为tl的方波信号；参考电容cr3经过高精度振荡器osc3，产生一个周期为th的方波信号。

如图2所示，逻辑控制模块a2在2ⁿ⁺¹·tm信号为高电平期间，将状态1信号置为高电平，其余时间状态1信号置为低电平；逻辑控制模块a2在2ⁿ⁺¹·tm信号下降沿与2ⁿ⁺¹·tm信号下降沿后tl信号的第一个上升沿期间，将状态2信号置高电平，其余时间状态2信号置低电平。

状态1信号为高电平期间，由tl信号对2ⁿ⁺¹·tm信号进行测量，其测量结果由寄存器reg0储存；状态2信号为高电平期间，由th信号对2ⁿ⁺¹·tm信号进行测量，其测量结果由寄存器reg1储存。

状态1信号由低电平转换为高电平时，计数器cnt清零一次，状态1信号为高电平时，由tl的信号对被测2ⁿ⁺¹·tm的信号进行低精度测量，状态1信号由高电平转换为低电平时，产生一个寄存器reg0的时钟信号reg0_clk，寄存器reg0存储计数器cnt当前数值；状态2信号由低电平转换为高电平时，计数器cnt清零一次，状态2信号为高电平时，由th的信号对被测2ⁿ⁺¹·tm的信号不足一个周期部分进行高精度测量，状态2信号由高电平转换为低电平时，产生一个寄存器reg1的时钟信号reg1_clk，寄存器reg1存储计数器cnt当前数值。

由于低精度、高精度和传感器振荡器为rc张弛振荡器结构，所以振荡器输出方波的周期t为：

t＝2·rc(1)

设低精度与高精度振荡器产生的参考信号tl、th的周期整数比为k(tl/th)，表示一个tl信号周期内包含th完整周期的个数：

式(2)中，ceil函数可返回大于或等于表达式的最小整数，cr2、cr3与rosc2、rosc3分别为低精度振荡器与高精度振荡器的等效电阻和外接参考电容。

寄存器reg0所存储数值为通过低精度参考信号tl测量的结果：

式(3)中，cm为外接的被测电容，rm为传感器振荡器的等效电阻。

寄存器reg1所存储的为通过高精度参考信号th去测量其中通过低精度参考信号tl测量后不足一个完整测量周期的部分；

最终被测电容与参考电容的关系表达式为：

使用cadencespectre仿真器，在电源电压1.4～1.8v，温度0～80℃，参考电容cr2、cr3采用1pf，被测电容cm在1～10pf范围内的条件下，进行了仿真和验证。

图3、图4分别表示在固定温度、不同电压和固定电压、不同温度下振荡器输入电容与输出方波周期的特性曲线图。

由仿真结果可知，电压和温度的波动，会使低精度与高精度振荡器输出方波周期发生一定变化，但不影响其线性度。表明振荡器不易受外界因素影响，具有较好的电源电压和温度波动抑制能力。

如图5所示，在不同温度、不同电压条件下，当外接参考电容cr2、cr3均为1pf，n设置为3，即输入的二进制信号为0011，被测电容cm在1～10pf范围内变化时，电路测试功耗仅为160.6uw，输出结果dcm与被测电容呈线性关系；被测电容cm为3～4pf时，输出结果dcm的相对误差最小，仅为1.25％，因此，在外部输入n保持不变的情况下，选择适当参考电容，使被测电容cm为cr2的3～4倍左右，可使电路检测精度达到最高。

本发明采用外部控制可编程分频器，可实现1～2¹⁶之间任意整数分频，将被测电容cm产生的方波tm放大2ⁿ⁺¹倍后，再用参考电容cr2、cr3产生的方波tl、th测量，可有效提高测量精度。若被测电容约为5.2pf左右，参考电容cr2、cr3均为标准1pf，设置可编程分频器为2³分频，则测量误差仅为1.25％，实现高精度电容检测。在180nmcmos工艺标准下，软件仿真结果表明，在1.8v供电条件下，可检测电容范围在1～10pf之间，最高检测精度可达0.15ff，功耗仅为160.6uw。

本发明适用于生物医学信号采集时的微弱电容检测，通过本发明中的参考电容的适当选择和对可编程分频器的分频比的控制，可实现电容测量精度外部可控，以满足生物医学领域对电容检测低误差、高精度、低功耗的应用需求。

需要说明的是，尽管以上本发明所述的实施例是说明性的，但这并非是对本发明的限制，因此本发明并不局限于上述具体实施方式中。在不脱离本发明原理的情况下，凡是本领域技术人员在本发明的启示下获得的其它实施方式，均视为在本发明的保护之内。