一种功放电路的制作方法

本发明涉及放大器系统技术领域，尤其涉及一种功放电路。

背景技术：

目前较为主流的广播功放电路一般都含有输出变压器，该变压器的优点在于：一是使音频功放输出管的输出阻抗与扬声器阻抗容易匹配，使所有高频的微波信号尽量都能传递到负载点上，并且降低了信号反射的概率，提升能源利用效率；二是变压器两端电路之间的电气隔离效果好，隔断直流分量，只传递交流信号；三是可以在低电压的情况下推挽大功率音箱，在大功率功放电路中，12v电压的输出功率可以达到上百瓦；四是提升功放的输出电压，可以有效地降低远距离传输线路上的功率损耗，提高信号在远距离传输中的抗干扰能力；五是功放输出电压不受负载阻抗的影响，再加上功放采用深度负反馈，使得输出电压非常稳定，在额定功率范围内所接负载阻抗大小并不会影响输出电压，所以一台大功率的定压功放在功率足够的情况下可以同时连接多个扬声器，适用于公共广播系统。

当然，输出变压器也有一些缺点，一是音质差、带宽频率窄、频率响应差、不均衡；二是转换效率较低，一般变压器会有20％的能量损耗，长时间连续使用后温度很高；三是体积较大、重量较大、增加成本、抗机械冲击弱。

技术实现要素：

本发明的目的就在于为了解决上述问题而提供一种功放电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种功放电路，包括功率放大器a、负反馈电阻rf和负反馈下地分压电阻r1，所述功率放大器a的同相输入端连接音源，功率放大器a、负反馈电阻rf和负反馈下地分压电阻r1形成模拟电路中的同相放大器，功放电路的负载包括扬声器zl和线间变压器t，所述变压器t的初级接功率放大器a的输出，次级连接扬声器zl，变压器t与扬声器zl组成负载rl，所述负载rl通过一个电流采样电阻r2接地，所述电流采样电阻r2两端并联有由电阻r3和电容c2组成的低通滤波网络。

进一步的技术方案，所述负反馈下地分压电阻r1不直接接地，负反馈下地分压电阻r1连接在低通滤波网络的电阻r3和电容c2相连的节点上。

进一步的技术方案，所述电阻r3和电容c2组成的低通滤波网络，其低频截止频率与线间变压器t的低频截止频率相近。

进一步的技术方案，所述负反馈电阻电阻rf的阻值为100kω，负反馈下地分压电阻r1的阻值为1kω，电流采样电阻电阻r2的阻值为0.1ω，电阻r3阻值为100ω，电容c2的容量为100μf。

进一步的技术方案，所述电阻rf的两端并联有皮法级的电容c3。

本发明的有益效果是：

与现有技术相比，该功放负反馈电路其解决变压器所带来的电流电压相位差、运放大功率推挽下的器件功率损耗等问题。该功放输出电路的改良方案不仅能使整体成本减低，缩小电路规模，同时也能大大提升了产品的稳定性和可靠性。它能够大幅度地提高电路的稳定性，并且有效地降低了生产成本，同时也提高了能源利用率，使更多的能量都用于广播喇叭上的推动。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1是一般的功放输出电路的电路图；

图2是图1电路的等效电路的电路图；

图3是图1电路添加功率电阻的电路图；

图4是图1电路添加功率电阻并联无极电容的电路图；

图5是电流串联负载反馈电路的电路图；

图6是电压负反馈与电流负反馈的结合的电路图；

图7是图6电路的等效电路的电路图；

图8是图6电路的改进电路的电路图；

图9是图8电路的等效电路的电路图；

图10是图8电路在不同负载阻抗下的频响曲线；

图11是图8电路在不同负载阻抗和不同频率下的增益曲线；

图12是改进后的广播功放电路的电路图；

图13是图12电路的优选电路的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。

负反馈常用于功放电路中，不但可以稳定放大倍数和静态工作点，而且可以减小非线性失真以及扩展通频带，还可以改变放大器的输入阻抗和输出阻抗。在放大电路中引入负反馈后，虽然放大倍数会有所降低，但是反馈网络对放大电路起到了自动调整的作用，很好地改善电路的性能，提高其稳定性。

如图1所示为传统的功放输出电路，是电压串联负反馈电路，该电路采用电阻分压的形式将输出电压的一部分作为反馈电压。电压串联负反馈可以稳定放大电路的输出电压，并且输入阻抗比无负反馈时要大，输出阻抗比无负反馈时要小，反馈系数等于反馈电压除以输出电压。

电压放大系数：

反馈量：

图2为传统的功放输出电路的等效电路图，将变压器t与扬声器zl等效为一个电感l和复合阻抗zl'，并且其中为变压器t的初次级线圈匝数比。由于广播扬声器是电磁式喇叭，可以简单地等效为电阻r0与电感l0的串联，即z'l＝r0+jωl0,

那么负载总阻抗：

进行分母有理化得：

其中，z1的实部部分：

已知和为定值，并且所以信号频率越大，z1r越大且越趋近于

z1的虚部部分：

已知，和为定值，并且和所以随着信号频率的增加，z1i越大且趋近于

此时就可以发现该电路存在以下四个问题：

一是，当信号频率很低的时候，负载总阻抗z1趋近于0，由于电压串联负反馈使得输出电压为固定值，则导致输出电流过大，还可能因变压器磁饱和而造成短路，容易损坏电路。同时，变压器的初级线圈的感抗值很低，使得功放电路难以推动扬声器。

二是，随着信号频率的增加，负载总阻抗呈现感性，导致功放输出电路的电流滞后于电压。如果信号频率越大，那么负载的感抗成分越大，所产生的无功功率越大，会导致线路损耗，并且音频输入源利用率降低。

三是，如果一开始没有接上扬声器，变压器处于空载状态，其初级线圈就相当于是一个储能元件，一旦接上了扬声器，变压器瞬间释放出极高的电压，可能会直接击穿器件，再加上感性电路中的电流滞后于电压，所以难以为其设计保护电路。

四是，变压器在直流情况下的阻抗非常小，在实际应用中，如果功放电路出现温度漂移，就会产生很大的静态电流，导致电路不稳定，甚至烧毁功率管。

针对低频输入信号导致负载阻抗低及输出电流大的问题，由于广播喇叭的频率响应范围的下限频率一般是40hz，所以在实际应用中，会先将40hz以下的低频信号部分去除后再输送给功率放大器。针对温度漂移导致静态电流大的问题，一般只能增加功放电路的最大可承受电流，也就是加大功放电路的功率余量，防止功率管被烧毁，这个功率余量一般要比实际输出功率大2～10倍。但是这种方法会增加很多元器件，并且对功率管的要求更高，为此我们进行了接下来的电路改进。

初步改进功放电路。

为了解决因负载总阻抗z1过小而导致输出电流过大的问题，在运放输出端与变压器之间串联一个功率电阻r，如图3所示。

此时功放电路输出部分的总阻抗：

此时总阻抗增大，则输出电流降低，说明功率电阻r有效地限制了负载电流。

结合前面的z1r可知，当输入低频信号时，负载部分的阻抗较小，那么在功率电阻r上就会消耗大部分输出功率，并以热量的形式耗散掉，而扬声器所获得的输出功率就比较少，功放电路难以正常地推动扬声器。为此，在图3的基础上进行改进，在功率电阻r上并联一个无极电容c，如图4所示。

图4功率电阻并联无极电容，此时功放电路输出部分的总阻抗：

对比z2和z3两式，可以发现并联无极电容后有以下两个优点：

一是，对于中高频输入信号来说，信号直通电容c，该电容旁路掉功率电阻r上大部分电流，不但大大降低了电阻r的功率损耗，而且负载电路部分可以获得较大的输出功率。对于低频输入信号来说，电容c具有较大的容抗，虽然负载电路部分的阻抗很小，但是功率电阻r起到了限制负载电流的作用，防止变压器的电流过大。

二是，由于原先的电路呈感性负载，会产生较大的无功功率，加入电容后抵消了部分感抗，不仅对电路进行补偿，提高电路的功率因数，而且减小了电流与电压之间的相位差，减弱了感性负载电路中电流的滞后性，有利于设计功放电路的保护电路。

从理论上看，无极电容c的容值越大，可以抵消掉更多的负载感抗成分，降低无功功率，同时也能纠正电流电压的相位错位，但是如果要完全抵消掉变压器和扬声器的感抗成分，那么电容的容值至少要达到上百毫法，一来这个电容的体积很大、成本很高，二来超大电容的耐压值也达不到功放电路的要求，三来电容过大导致放电时间常数增大，使高通截止频率降低。所以在实际产品设计时，只能进行折中处理，要求功率电阻r的阻值为功放电路直接输出所驱动负载的阻值的0.1倍至3倍，并且要求无极电容c在功放电路下限截止频率的容抗是功放电路直接输出所驱动负载的阻值的0.1至3倍。

在实际产品应用中，电容c的容值至少要达到几毫法，并且耐压值要超过功放输出电压的峰值，同样具有体积大、成本高的问题。由于电容c在中高频信号时直通，旁路掉电阻r上大部分电流，大大降低了电阻r上功率损耗，同时也提高了负载电路上的功率。经测试，功率电阻r与负载电路的功率比大约为1:10，即功率电阻r上10％的插入损耗。假如功放电路输出功率为100瓦，那么在功率电阻上就大概有10瓦的损耗，所以该电路在百瓦以下的功放中可以正常应用。但是，当功放的输出功率达到几百上千瓦的时候，功率电阻也会消耗掉几十瓦以上的功率，那么就要提高功率电阻的额定功率，这就导致功率电阻的体积变大且成本增加，并且这部分能量都以热量的形式耗散掉，非常浪费能源。

针对无极电容的容值大以及功率电阻的功耗高的问题，继续对电路进行改进。

再改进功放电路。

如图5所示为电流串联负反馈电路，将负载电阻rl直接作为反馈电阻，则rl就可以得到稳定的电流。反馈量uf＝i0·r2，反馈量取自于输出电流，并转换为反馈电压。电流串联负反馈可以稳定放大电路的输出电流，但不能定压输出。输入阻抗比无负反馈时要大，输出阻抗比无负反馈时要大，反馈系数等于反馈电压除以输出电流。

图5电流串联负反馈电路，结合电压串联负反馈和电流串联负反馈的优势，组合得到图6，其中r2对应上述的功率电阻r，zl对应负载电路的阻抗。

对图6中的电阻r1、r2和rl进行y—△等效变换得到图7，其中有：

显然，变换后的电路相当于一个电压串联负反馈电路，则

假设负载阻抗rl趋近于0，r1l＝r1，r2l＝r2，r12趋近于无穷大，则输出电流而对于图3来说，如果负载电路的阻抗趋近于0，则输出电流假设输入电压ui和输出电流i0一致，则有解得已知rf远大于r1，所以r2要比r小很多，那么，在相同条件下，图6中的功率电阻r2只需要原来的倍，在相同的输出电流下，功率电阻r2上所消耗的能量大幅度减小，相应地对电阻r2的额定功率的要求也可以降低一些。

接着，在图6的基础上补充无极电容c2，为了降低c2的容值，又增加了电阻r3，如图8所示。需要说明的是，如果将电容c2直接并联在电阻r2上，即短路掉电阻r3，也可以达到目的，但是加入电阻r3后，由于rc时间常数一定，电容c2的容量可以变得很小，这使得电容c2上的电压降低，就可以选用容量小且耐压值低的电容，降低成本。

将电容c2的容抗视为一个电阻rc，对图8中的电阻rc、r2和r3进行△—y等效变换得到图9，其中有：

图9与图6进行对比，可以发现非常相似，同理可以推出，

输出电压

输出电压

为了便于计算，假设r1＝1kω，rf＝100kω，r2＝0.1ω，r3＝100ω，c2＝100μf。假设输入信号的频率为1hz时，电容c2的容抗约为1591.5ω，则r3c约为94.0827ω，r2c约为0.0941ω，r23约为0.0059ω。经计算，当rl＝1ω时，电压放大倍数为10.4791，即电压增益为20.4065分贝，输出电流与输入电压的比值为9.526，即互导增益为19.58db；当rl＝10ω时，电压放大倍数为49.9061，即电压增益为33.9631分贝，输出电流与输入电压的比值为4.941，即互导增益为13.88db。

其中负载阻抗rl分别取值为0ω、1ω、2ω、5ω、10ω、20ω，信号频率变化范围为1hz到100khz，横坐标采用对数坐标形式，然后绘制出相应的频响曲线，如图10所示。由图可知，随着输入信号频率的增大，电压增益越大且趋近于40db；而负载阻抗越大，频响曲线越平坦。

同理，通过计算输出电流的大小可以得到互导增益，如图11所示。随着输入信号频率的增大，互导增益越大且趋近于某个定值；而负载阻抗越大，互导增益曲线越平坦，且趋近值越小。同时，由于该电路的输出电流是受输入电压控制，假设输入电压峰值为1mv，即使负载阻抗为0ω，输出电流也能控制在1a以内，不容易烧坏功放管。

最后，在反馈电阻rf上并联一个皮法级的小电容c3，如图12所示。这个电容起到了消振的作用，通过提供一个高频交流负反馈通道来降低系统的高频增益，从而避免发生高频振荡的可能。当信号频率超过40khz时，输出电压有1～2db的衰减，这对广播系统影响不大。

除此之外，由于功放的输出电流近似等于r2上的电流，在实际产品应用中，图12中电阻r2是用来做电流采样的，可以通过电流互感器、霍尔电流传感器、电流采样芯片、跨阻放大器等方式实现，有利于进行电路的测试以及保护电路的设计。

本发明的上述实施例并不是对本发明保护范围的限定，本发明的实施方式不限于此，凡此种种根据本发明的上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，对本发明上述结构做出的其它多种形式的修改、替换或变更，均应落在本发明的保护范围之内。