一种多模式功率合成放大器的制作方法

本发明涉及电子电路设计技术领域，具体涉及一种多模式功率合成放大器。

背景技术：

近年来，第五代移动通信技术进一步发展。进一步地提升数据传输速率不仅需要更加先进的信号调制方法，更需要大量的频谱资源作为支撑。毫米波频段因其大量未利用的频谱资源成为了研究重点。其中，24ghz至28ghz、37ghz至40ghz以及64ghz至71ghz频带受到世界各国监管机构的广泛关注。但是，毫米波信号在大气中会严重衰减。对于传输速率达到gbps及以上的高速传输链路来说，在超过3km传输距离的条件下，放大器的输出功率至少为22dbm才能保证在信号衰减后能够被接收和正确解调。这样的输出功率要求限制了传统硅基射频放大器结构的应用。

目前多数收发机前端芯片使用氮化镓(gan)、砷化镓(gaas)工艺制造。这些工艺击穿电压高，衬底损耗小，可以实现较好的收发机性能，但造价昂贵。而cmos工艺以其特征尺寸小、功耗低、高集成度、高良率、可大规模生产及低成本等优点，特别适用于第五代移动通信中低成本、低功耗的应用中。

深亚微米cmos工艺供电电压较低，这限制功率放大器的输出电压摆幅和饱和输出功率。为了提升输出功率，研究人员提出了多种方案。一种方法是采用共源共栅(cascode)或者堆叠(stacked)结构，通过提高电源电压和输出电压摆幅来提高输出功率，但是会受到衬底击穿、信号泄露等问题的影响，功率提升的能力有限。另一种方法通过提高晶体管宽度，增大输出电流来提高输出功率，但会导致输出阻抗很小，输出匹配损耗大。此外，也可以采用变压器功率合成的方法，但现有设计方案没有解决变压器耦合、衬底、连线损耗大的问题，难以同时实现高输出功率和高效率两个目标。

毫米波链路的损耗随实际环境而变化，所需的放大器输出功率因而难以提前确定。如果将功率放大器固定地设计成高输出功率却实际用于短距离传输，那么将会产生很大的功率浪费。

技术实现要素：

发明目的：为了克服现有技术的不足，本发明提供一种多模式功率合成放大器，可以解决现有合成放大器中输出匹配损耗大，输出功率提升代价大的问题。

技术方案：本发明所述的多模式功率合成放大器，包括：依次级联的输入功率分配网络、功率放大电路和输出串联功率合成网络，所述输入功率分配网络包括一对差分输入端口和多个输入端口并联的第一变压器，所述功率放大电路包括多个与所述第一变压器的差分输出端口连接的子放大器，所述子放大器可进行独立开关，所述输出串联功率合成网络包括多个与所述功率放大电路的输出端口连接的第二变压器和一对差分输出端口，多个第二变压器之间的输出端串联。

优选的，所述子放大器中包括电容交叉耦合结构，所述电容交叉耦合结构包括第一晶体管、第二晶体管、第一中和电容器和第二中和电容器，所述第一晶体管和第二晶体管的布局对称，源极相连并接地，所述第一晶体管和第二晶体管的栅极分别接输入端口pain+和pain-，漏极分别接输出端口paout+和paout-，构成伪差分共源子放大器对；所述第一中和电容器跨接在第一晶体管的栅极和第二晶体管的漏极之间，其电容值与第一晶体管的栅漏寄生电容相同；第二中和电容器跨接在第二晶体管的栅极和第一晶体管的漏极之间，其电容值与第二晶体管的栅漏寄生电容相同。

优选的，所述子放大器实现独立开关的方法为：当子放大器关闭时，所述第一晶体管和第二晶体管的漏极直流接地，第一晶体管和第二晶体管的栅极直流接电源电压；当子放大器开启时，将第一晶体管和第二晶体管的漏极直流接电源电压，将第一晶体管的和第二晶体管的栅极直流接工作偏置，第一晶体管和第二晶体管正常工作。

优选的，所述子放大器实现独立开关的方法还可以为：在所述电容交叉耦合结构增加开关管，所述开关管的栅极接控制信号pactl，源极和漏极分别接第一晶体管的漏极和第二晶体管的漏极，当子放大器关闭时，控制信号pactl接高电压，开关管导通，在输出端形成低阻抗降低串联功率合成损耗；当子放大器开启时，控制信号pactl接低电压，开关管关断，使得输出信号正常耦合至变压器次级。

优选的，所述输出串联功率合成网络采用cmos集成电路工艺的顶部两层金属实现，其中一层金属作为第二变压器的初级线圈，实现输入功率的四路平衡分配，另一层作为次级线圈，将耦合到的信号送给各个子放大器的差分输入端口，所述第二变压器的输入阻抗为对应子放大器负载牵引得到最大功率时的阻抗。

优选的，所述输出串联功率合成网络还包括置于所述第二变压器下的底层金属，其用于屏蔽第二变压器到衬底的容性耦合

优选的，所述输入功率分配网络利用cmos集成电路工艺的顶部两层金属实现，构成所述第一变压器的次级线圈和初级线圈，所述次级线圈和初级线圈上下覆盖，所述第一变压器的输出阻抗为对应子放大器输入阻抗的共轭值。

有益效果：本发明与现有技术相比，其显著优点是：1、本发明设计的多个子放大器可以独立开关，能够在多种输出功率模式下进行高效率工作，适用于不同距离应用的高效放大；2、本发明提出的两种关闭子放大器的方式能够有效降低关闭时的损耗，提升功率合成结构的效率；3、本发明提出的金属屏蔽层有效地降低了串联功率合成结构的衬底损耗。

附图说明

图1是本发明所述的多模式功率合成放大器结构示意图；

图2是本发明所述的输入功率分配网络、输出串联功率合成网络示意图；

图3为本发明其中一个实施例所述的调整电源、偏置电压和增加开关管控制子放大器开关的示意图；

图4是本发明所述合成结构的输出功率和输出效率的仿真结果示意图。

具体实施方式

如图1所示，本发明提供的适用于毫米波功率放大应用的多模式功率合成放大器，包括输入功率分配网络102、功率放大电路104和输出串联功率合成网络106。输入功率分配网络包括多个输入端口并联的第一变压器，所述功率放大电路包括多个与所述第一变压器的差分输出端口连接的子放大器，所述子放大器可进行独立开关，所述输出串联功率合成网络包括多个与所述功率放大电路的输出端口连接的第二变压器和一对差分输出端口，多个第二变压器之间的输出端串联。第一变压器、子放大器和第二变压器总数相同，并且一一对应级联。值得注意的是，图1中仅给出了4路功率合成作为示例，不作为多路合成中具体合成数量的限制，实际设计中可以根据应用场景需要选择合适的合成数量。

其中多个子放大器具有相同的电容交叉耦合伪差分共源结构，其由一对晶体管、一对交叉耦合电容和开关管构成。优选的，子放大器的一对晶体管选择n型场效应管(n-field-effect-transistor,nfet)，以获得最大的跨导。其中，第一晶体管132和第二晶体管134的源极相连并接地，栅极分别接差分输入信号的正端pain+、负端pain-，漏极分别接差分输出信号的正端paout+、负端paout-，构成伪差分共源放大结构。该种结构能够在低电源电压下获得最大的电压摆幅，并抑制共模噪声。

此外，电容交叉耦合部分由跨接的第一中和电容器136和第二中和电容器138构成。其中，第一中和电容器136跨接在第一晶体管132的栅极和第二晶体管134的漏极之间，其电容值与第一晶体管132的栅漏寄生电容相同；第二中和电容器138跨接在第二晶体管134的栅极和第一晶体管132的漏极之间，其电容值与第二晶体管134的栅漏寄生电容相同。以第一中和电容器的工作原理为例，电路工作时，差分输出信号paout+和paout-具有相同的电压摆幅，由于共源子放大器的增益较大，其栅极电压可近似为0。由于第一晶体管132的栅漏寄生电容存在，基于输出信号paout+和输入信号pain+的电压差会在栅漏寄生电容上产生反馈电流，并进一步流向源阻抗，产生正反馈并降低子放大器电路稳定性。当有第一中和电容器136存在时，基于输出信号paout-和输入信号pain+的电压差会在第一中和电容器136上产生与前述反馈电流等大、同向的电流，两者抵消，避免了反馈电流流向信号源，进一步提高了子放大器的差模稳定性。

本发明中的每个子放大器可独立开关，采用调整电源、偏置电压和/或增加开关管140实现。在其中一个实施例中，放大器作为开启状态的开关管，当子放大器关闭时，将第一晶体管132和第二晶体管134的漏极直流接地，将第一晶体管132的和第二晶体管134的栅极直流接电源电压，此时第一晶体管132的和第二晶体管134可以视为导通的开关管，近似短路，经变压器转换在输出端形成低阻抗，降低串联功率合成损耗；当子放大器开启时，将第一晶体管132和第二晶体管134的漏极直流接电源电压，将第一晶体管132的和第二晶体管134的栅极直流接工作偏置，晶体管正常工作。

在其中一个实施例中，增加一个开关管140，开关管140的栅极接控制信号pactl，源极和漏极分别接第一晶体管132的漏极和第二晶体管134的漏极。当子放大器关闭时，pactl接高电压，开关管140导通，在输出端形成低阻抗降低串联功率合成损耗；当子放大器开启时，pactl接低电压，开关管140关断，使得输出信号正常耦合至变压器次级。

其中，输出串联功率合成网络106由四个输出端串联的第二变压器构成，用于将四个子功率放大器的输出功率合成并提供给负载。当考虑变压器为理想变压器时，可以计算输入阻抗：

其中，rl是负载阻抗值，m是每个变压器的初级/次级圈数比，n是合成的路数。由于大功率应用下晶体管的总栅宽较大，输出阻抗较低，采用串联功率合成方式并合理选择n和m值可以将负载阻抗变化至较低值，在实现功率合成的同时完成了功率匹配。

其中，输入功率分配网络102由四个输入端并联的第一变压器构成，用于将输入功率均等分为四份送入四个子功率放大器。这四个第一变压器起到隔断直流电压、耦合交流信号的作用，同时通过合理设计初级、次级线圈的宽度、内径和重合程度，可以将信号源阻抗匹配至子放大器输入阻抗的共轭值，实现输入端功率最大传输。

图2给出了输入功率分配网络102以及输出串联功率合成网络106的一种实施方式。

其中，输出串联功率合成网络106对应的金属结构为204，该结构共由三层金属组成，其中顶层金属作为了四个第二变压器的次级，依次交叉覆盖四个第二变压器初级线圈，实现了功率的串联合成并提供给输出端口vout+、vout-；下层金属作为四个第二变压器的初级，前向连接各个子放大器的输出端口，获得各个子放大器的差分输出功率。

底层金属构成平行条状图样，置于各个变压器下方，作为金属屏蔽层屏蔽了变压器到衬底的容性耦合，降低了损耗。

其中，输入功率分配网络102对应的金属结构为202，该结构由两层金属组成。其中顶层金属构成了四个第一变压器的初级线圈及其并联连接结构，其一端连接输入端口vin+和vin-以获得信号源功率，将其平均分为四份后通过上下重叠结构耦合给次级线圈；下层金属构成了四个第一变压器的次级线圈，后向连接各个子放大器的输入端，将从初级耦合到的信号送至各个子放大器的差分输入端口。

图3给出了调整电源、偏置电压以及增加开关管两种控制子放大器开关的具体实施方式。图3a给出了放大器作为开启状态的开关管的实施方案，偏置电路包括电阻312和电阻314，以及变压器310，其中，第一晶体管132和第二晶体管134的栅极直流偏置分别通过较大电阻312、314给入，漏极直流电源电压通过变压器310的初级中心抽头给入，当子放大器关闭时，将第一晶体管132和第二晶体管134的漏极电源电压pavdd直流接地，将第一晶体管132的和第二晶体管134的栅极偏置pabias直流接电源电压，此时第一晶体管132的和第二晶体管134可以视为导通的开关管。图3b给出了单独增加开关管的实施方案，其中偏置电路包括电阻328和电阻330，以及变压器326，栅极直流偏置分别通过较大电阻328、330给入，漏极直流电源电压通过变压器326的初级中心抽头给入。当子放大器关闭时，pactl接高电压，开关管140导通，在输出端形成低阻抗降低串联功率合成损耗；当子放大器开启时，pactl接低电压，开关管140关断，使得输出信号正常耦合至变压器次级。两种具体实施方法都能有效降低关断时在输出端看到的阻抗，从而降低损耗。

图4给出了串联功率合成结构的理想输出效率和输出功率。图中的结果是建立在如下假设：子功率放大器工作在理想b类状态，电源电压为1v，负载阻抗为50欧姆，合成结构为四路合成，每一路的输出变压器为理想1：1变压器的基础上。如图所示，当输出功小于13dbm时，只开启一路子放大器效率最高；在13-19dbm范围内，两路功率合成效率最高；在19-22.5dbm范围内，三路合成效率最高；在22.5-25dbm范围内，四路合成效率最高。随着合成模式由一路增长为四路，功率合成放大器的输出效率总共四次达到了b类功放的理想值78.5％。由于可以根据实际情况灵活地选择功率合成模式，本发明的多模式功率合成结构在较宽的输出功率范围内实现了高效率放大。