功率放大器的制作方法

本发明的实施例一般涉及用于射频(rf)电路的功率放大器电路。更特别地，本发明的实施例涉及使用超材料传输线和阻抗变换的分布式功率放大器电路。

背景技术：

面向未来的人类信息社会，5g(第五代)的相关技术尚未达到稳定的标准，但是5g的基本特征是明确的，诸如高速、低延迟、大规模装置连接、低功耗等。5g终端天线是5g终端的主要组成部分。创新性地攻克天线设计的技术难点，才可以确保5g系统的正常运行和商业用途。

因此，功率放大器必须在宽范围的工作频率处工作。由于高频和宽频带，特别是集成电路(ic)中的功率放大器的设计具有挑战性。

技术实现要素：

一种功率放大器，用于集成电路即ic中所实现的宽带射频电路即宽带rf电路中，所述功率放大器包括：晶体管，其在从较低工作频率到较高工作频率的频率范围内工作以在所述较低工作频率和所述较高工作频率之间提供相对线性的增益；输入超材料传输线，其连接至所述晶体管的栅极端子，其中，所述输入超材料传输线包括基于超材料而形成的第一电感器-电容器电路即第一lc电路，所述第一lc电路在等于或高于所述较高工作频率的第一谐振频率处谐振；以及输出超材料传输线，其连接至所述晶体管的漏极端子，其中，所述输出超材料传输线包括第二lc电路和第三lc电路以形成复合超材料传输线，所述第二lc电路在等于或低于所述较低工作频率的第二谐振频率处谐振，以及所述第三lc电路在等于或高于所述较高工作频率的第三谐振频率处谐振。

附图说明

在附图中通过示例而非限制的方式示出本发明的实施例，其中相同的附图标记表示相同的元件。

图1是示出根据本发明的一个实施例的无线通信装置的示例的框图。

图2是示出根据本发明的一个实施例的rf前端集成电路的示例的框图。

图3是示出根据本发明的另一实施例的rf前端集成电路的框图。

图4是示出根据本发明的另一实施例的rf前端集成电路的框图。

图5a～5d是示出根据某些实施例的具有传输线的功率放大器的示例的示意图。

图6a～6b是示出根据某些实施例的具有传输线的功率放大器的示例的示意图。

图7示出图示了根据一个实施例的功率放大器的目标增益曲线的图。

图8示出根据一个实施例的功率放大器的增益性能曲线。

图9示出根据一个实施例的功率放大器的回波损耗。

具体实施方式

将参考以下讨论的详情来描述本发明的各种实施例和方面，并且附图将示出各种实施例。以下描述和附图说明本发明，而不应被解释为限制本发明。描述了许多具体详情以提供对本发明的各种实施例的透彻理解。然而，在某些情况下，没有描述众所周知或传统的详情以提供对本发明的实施例的简明讨论。

本说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用意味着结合该实施例所描述的特定特征、结构或特性可以包括在本发明的至少一个实施例中。在本说明书的各处出现短语“在一个实施例中”无需都指代同一实施例。

根据一些实施例，功率放大器包括：晶体管，其在从较低工作频率到较高工作频率的频率范围内工作以在较低工作频率和较高工作频率之间提供相对线性的增益；输入超材料传输线，其连接至晶体管的栅极端子；以及输出超材料传输线，其连接至晶体管的漏极端子。所述输入超材料传输线包括在等于或高于所述较高工作频率的第一谐振频率处谐振的第一电感器-电容器(lc)电路。所述输出超材料传输线包括第二lc电路和第三lc电路。所述第二lc电路在等于或低于所述较低工作频率的第二谐振频率处谐振。所述第三lc电路在等于或高于所述较高工作频率的第三谐振频率处谐振。所述功率放大器可以用于宽带射频(rf)电路。

在一个实施例中，第一lc电路表示右手(lh)传输线。第二lc电路表示左手(lh)传输线。第三lc电路表示rh传输线。第二lc电路和第三lc电路形成复合传输线。第二lc电路是lcl电路，并且第三lc电路是clc电路。lcl电路的“c”组件串联连接至clc电路的“l”组件，而lcl电路的“l”组件并联连接至clc电路的“c”组件。

图1是示出根据本发明的一个实施例的无线通信装置的示例的框图。参考图1，无线通信装置100(也简称为无线装置)包括rf前端模块101和基带处理器102等。无线装置100可以是任何种类的无线通信装置，诸如移动电话、膝上型计算机、平板计算机、网络应用装置(例如，物联网或iot应用装置)等。无线通信装置100可以是cpe装置。

在无线电接收器电路中，rf前端是天线直到并包括混合器级之间的所有电路的通用术语。其包含接收器中的、用于在原始到来的射频信号被转换为低中频(if)之前处理该信号的所有组件。在微波和卫星接收器中，rf前端通常被称为低噪声块(lnb)或低噪声下变频器(lnd)，并且通常位于天线处，以使得能够以更容易处理的中频将来自天线的信号传送至接收器的其余部分。基带处理器是网络接口中的用于管理所有无线电功能(需要天线的所有功能)的装置(芯片或芯片的一部分)。

在一个实施例中，rf前端模块101包括rf收发器的阵列，其中各rf收发器经由多个rf天线其中之一来发送和接收特定频带(例如，特定频率范围，诸如非重叠频率范围)内的rf信号。rf前端集成电路(ic)芯片还包括连接至rf收发器的全频带频率合成器。全频带频率合成器生成并向各rf收发器提供本地振荡器(lo)信号，以使得rf收发器能够对相应频带内的rf信号进行混合、调制和/或解调。rf收发器的阵列和全频带频率合成器可以作为单个rf前端ic芯片或封装集成在单个ic芯片内。

图2是示出根据本发明的一个实施例的rf前端集成电路的示例的框图。参考图2，rf前端101包括连接至rf收发器211～213的阵列的全频带频率合成器200等。收发器211～213各自被配置为经由rf天线221-223其中之一来发送和接收特定频带或特定rf频率范围内的rf信号。在一个实施例中，收发器211～213各自被配置为从全频带频率合成器200接收lo信号。针对相应频带生成lo信号。为了发送和接收相应频带内的rf信号的目的，收发器利用lo信号来进行混合、调制、解调。

图3是示出根据本发明的另一实施例的rf前端集成电路的框图。参考图3，全频带频率合成器300可以表示如上所述的全频带频率合成器101。在一个实施例中，全频带频率合成器300通信连接至收发器的阵列，各收发器对应于多个频带其中之一。在该示例中，全频带频率合成器300连接至发送器301a、接收器302a、发送器301b和接收器302b。发送器301a和接收器302a可以是在低频带中工作的第一收发器的一部分，称为低频带(lb)发送器和lb接收器。发送器301b和接收器302b可以是在高频带中工作的第二收发器的一部分，称为高频带(hb)发送器和hb接收器。注意，尽管如图3所示仅存在两个收发器，但是更多的收发器也可以连接至全频带频率合成器300，如图2所示。

在一个实施例中，频率合成器300包括但不限于锁相环(pll)电路或块311、lo缓冲器312、lb同相/正交(iq)发生器313、以及lb相位旋转器314。pll是用于生成输出信号的控制系统，其中该输出信号的相位与输入信号的相位相关。虽然存在多个不同的类型，但是其很容易初始可视化为包含变频振荡器和相位检测器的电子电路。振荡器生成周期性信号，并且相位检测器将该信号的相位与输入周期性信号的相位进行比较，从而调节振荡器以保持相位匹配。将输出信号带回输入信号以进行比较被称为反馈环，这是因为输出被“反馈”给输入从而形成一个环。

使输入和输出相位保持锁步也意味着使输入和输出频率保持相同。因此，除了使信号同步之外，锁相环还可以跟踪输入频率，或者其可以生成作为输入频率的倍数的频率。这些属性用于计算机时钟同步、解调和频率合成。锁相环广泛地用于无线电、电信、计算机和其它电子应用。它们可以用于在诸如微处理器等的数字逻辑电路中解调信号、从有噪声的通信信道中恢复信号、以输入频率的倍数生成稳定的频率(频率合成)、或者分配精确定时的时钟脉冲。

参考回图3，pll块311用于接收时钟参考信号并锁定至时钟参考信号的频率以生成第一lo信号，即低频带lo信号或lblo信号。第一lo信号可以可选地由lo缓存312进行缓存。基于lblo信号，lbiq发生器313生成适合于混合、调制和解调rf信号的同相分量和正交分量的iq信号。iq信号可以通过lb相位旋转器314旋转预定角度或延迟。然后将旋转后的iq信号提供给lb发送器301a和lb接收器302a。特别地，iq信号可以包括要被提供给lb发送器301a的发送iq(txiq)信号321a以及要被提供给lb接收器302a的同相和正交接收iq(rxiq)信号322a。

在一个实施例中，频率合成器300还包括频率转换器315、注入锁定振荡器316、hbiq发生器317和hb相位旋转器318。频率转换器315用于将从pll块311生成的第一lo信号转换为具有高频(例如，在高频带内)的信号。在一个实施例中，频率转换器315包括用以使第一lo信号的频率加倍的倍频器。注入锁定振荡器316用于锁定至从频率转换器315接收到的倍频信号，以生成具有约为第一lo频率的两倍的第二lo频率的第二lo信号。注意，在该示例中，第二lo频率是第一lo频率的两倍。然而，频率转换器315可以转换并生成任何频率范围内的频率。如果要在rf前端装置内集成更多频带，则可以利用更多的频率转换器来将参考频率转换为多个其它低频或高频。

注入锁定和注入拉移(injectionpulling)是在谐波振荡器受到在附近频率处工作的第二振荡器干扰的情况下可能发生的频率效应。在耦合足够强并且频率足够接近的情况下，第二振荡器可以捕获第一振荡器，使第一振荡器具有与第二振荡器基本上相同的频率。这是注入锁定。在第二振荡器仅干扰第一振荡器但不捕获第一振荡器的情况下，该效应被称为注入拉移。在许多类型的物理系统中观察到注入锁定和注入拉移效应，但是这些术语最常与电子振荡器或激光谐振器相关联。

参考回图3，hbiq发生器317生成适于对高频带频率范围内的rf信号进行混合、调制和解调的同相和正交分量的iq信号。在电气工程中，具有角度调制的正弦波可以分解成两个幅度调制正弦波或者由两个幅度调制正弦波合成，其中这两个幅度调制正弦波在相位上偏差四分之一周期(π/2弧度)。所有三种功能具有相同频率。幅度调制正弦波被称为同相分量和正交分量。人们发现更方便的是这些术语仅指代幅度调制(基带)本身。

iq信号可以通过hb相位旋转器318旋转预定角度或延迟。然后将旋转后的iq信号提供给hb发送器301b和hb接收器302b。特别地，iq信号可以包括要被提供给hb发送器301b的发送iq(txiq)信号321b以及要被提供给hb接收器302b的同相和正交接收iq(rxiq)信号322b。因此，组件312～314被配置为生成针对lb发送器301a和lb接收器302a的txiq和rxiq信号，而组件315～318被配置为生成针对hb发送器301b和hb接收器302b的txiq和rxiq信号。如果存在涉及更多频带的更多发送器和接收器，则频率合成器300可以维持更多组的组件312～314和/或组件315～318，以生成针对附加频带的必要的txiq和rxiq信号。

在一个实施例中，lb发送器301a包括滤波器303a、混合器304a和放大器305a。滤波器303a可以是用于接收要被发送至目的地的lb发送(lbtx)信号的低通(lp)滤波器，其中lbtx信号可以提供自诸如基带处理器102等的基带处理器。混合器301a(也称为上变频混合器或lb上变频混合器)被配置为基于lb相位旋转器314所提供的txiq信号来将lbtx信号混合并调制到载波频率信号上。然后，通过放大器305a放大调制信号(例如，低频带rf信号或lbrf信号)，然后经由天线310a将放大信号发送至远程接收器。

在一个实施例中，lb接收器302a包括放大器306a、混合器307a和滤波器308a。放大器306a用于经由天线310a从远程发送器接收lbrf信号、并且放大接收到的rf信号。然后，由混合器307a(也称为下变频混合器或lb下变频混合器)基于从lb相位旋转器314接收到的rxiq信号来对放大的rf信号进行解调。然后，由滤波器308a(可以是低通滤波器)处理解调信号。在一个实施例中，lb发送器301a和lb接收器302a经由发送和接收(t/r)开关309a来共享天线310a。t/r开关309a被配置为在lb发送器301a和lb接收器302a之间切换，以在特定时间点将天线310a连接至lb发送器301a或lb接收器302a。

类似地，hb发送器301b包括滤波器303b、混合器304b(也称为hb上变频混合器)和放大器305b，其分别具有与lb发送器301a的滤波器303a、混合器304a和放大器305a类似的功能，以处理高频带发送(hbtx)信号。hb接收器302b包括放大器306b、混合器307b(也称为hb下变频混合器)和滤波器308b，其分别具有与lb接收器302a的放大器306a、混合器307a和滤波器308a类似的功能，以处理高频带接收(hbrx)信号。与lb发送器301a和lb接收器302a的配置类似，hb发送器301b和hb接收器302b经由t/r开关309b连接至天线310b。天线310a～310b可以表示图2的天线221～223中的任何一个或多个天线，其不是rf前端电路的一部分。

图4是示出根据本发明的另一实施例的rf前端集成电路的示例的框图。参考图4，在该实施例中，lb发送器301a、lb接收器302a、hb发送器301b和hb接收器302b各自包括两个路径：1)用于处理同相分量信号的i路径、以及2)用于处理正交分量信号的q路径。在一个实施例中，lb发送器301a包括用以接收i路径基带信号的i路径低通滤波器(例如，可调谐低通滤波器)以及用以混合和调制i路径基带信号的i路径上变频混合器。lb发送器301a包括用以接收q路径基带信号的q路径低通滤波器(例如，可调谐低通滤波器)以及用以混合和调制q路径基带信号的q路径上变频混合器。lb发送器301a还包括可调谐频带选择滤波器和放大器。频带选择滤波器(例如，带通滤波器)用于选择相应的频带以去除相应频带之外的噪声。放大器用于放大调制rf信号，以经由天线310a发送至远程装置。hb发送器301b包括与lb发送器301a类似的组件，以处理高频带中的信号。

类似地，根据一个实施例，lb接收器302a包括用以经由天线310a从远程装置接收lbrf信号的放大器(例如，低噪声放大器或lna)、以及频带选择滤波器(例如，带通滤波器)。lb接收器302a还包括i路径下变频混合器和q路径下变频混合器，以将rf信号混合并解调为i路径基带信号和q路径基带信号。lb接收器302a还包括i路径低通滤波器和q路径低通滤波器以处理i路径基带信号和q路径基带信号，其中i路径基带信号和q路径基带信号然后可被提供给基带处理器。hb接收器302b包括与lb接收器302a类似的组件，以处理高频带中的信号。

在一个实施例中，频率合成器300包括pll块，该pll块具有包括相位频率检测器、环路滤波器、可编程分频器、压控振荡器的电荷泵。频率合成器300还包括如以上针对图3所述的倍频器和注入锁定振荡器。

另外，频率合成器300包括同相发送(txi)相位旋转器314a、正交发送(txq)相位旋转器314b、同相接收(rxi)相位旋转器314c和正交接收(rxq)相位旋转器314d，其中这些相位旋转器具体地被配置为进行相位旋转以生成针对lb发送器301a和lb接收器302a的同相lo信号和正交lo信号。具体地，txi相位旋转器314a连接至lb发送器301a的i路径上变频混合器，并且txq相位旋转器314b连接至lb发送器301a的q路径上变频混合器，以使得i路径基带信号和q路径基带信号能够被混合并调制在相应频带内。rxi相位旋转器314c连接至lb接收器302a的i路径下变频混合器，并且rxq相位旋转器314d连接至lb接收器302a的q路径下变频混合器，以使得i路径基带信号和q路径基带信号能够被混合并解调在相应频带内。

在一个实施例中，频率合成器300包括同相发送(txi)相位旋转器318a、正交发送(txq)相位旋转器318b、同相接收(rxi)相位旋转器318c和正交接收(rxq)相位旋转器318d，其中这些相位旋转器具体地被配置为进行相位旋转以生成针对hb发送器301b和hb接收器302b的同相lo信号和正交lo信号。具体地，txi相位旋转器318a连接至hb发送器301b的i路径上变频混合器，并且txq相位旋转器318b连接至hb发送器301b的q路径上变频混合器，以使得i路径基带信号和q路径基带信号被混合并调制在相应频带内。rxi相位旋转器318c连接至hb接收器302b的i路径下变频混合器，并且rxq相位旋转器318d连接至hb接收器302b的q路径下变频混合器，以使得i路径基带信号和q路径基带信号被混合并解调在相应频带内。

再次地，在如图4所示的该示例中，频率合成器300覆盖两个频带。然而，可以在集成rf前端内实现更多频带。如果要实现更多频带，则可能需要更多组的txi、txq、rxi和rxq相位旋转器。

图5a是示出根据本发明的一个实施例的放大器等效电路的示例的示意图。参考图5a，放大器电路可被实现为如上所述的任何功率放大器，诸如放大器305和306等。在该示例中，晶体管500用作放大器的示例。另外，输入传输线501连接至晶体管500的输入，诸如栅极端子。此外，输出传输线502连接至晶体管500的输出，诸如漏极端子。可以在ic装置的制造期间使用超材料概念形成传输线501和502。在5grf场中，功率放大器必须能够在宽频带上提供相对线性的增益。由于与5g技术相关联的高频，因此传输线501～502被形成为诸如ic制造工艺等的实现的一部分。在该示例中，示出单级放大器；然而，多级电路也可以适用。

在该示例中，输入传输线电路501包括电感器-电容器(lc)电路(这里也称为第一lc电路)，其中该第一lc电路具有取决于电感器的电感(l)值和电容器的电容(c)值的谐振频率。输出传输线电路502包括电感器-电容器-电感器(lcl)电路(这里也称为第二lc电路)以及电容器-电感器-电容器(clc)电路(这里也称为第三lc电路)，其中该第二lc电路和第三lc电路基于其各自的lc值在特定的谐振频率处谐振。所示电路表示单级放大器，晶体管可以实现为共源或级联rf输入和rf输出，vdd作为偏置。如图5a所示的电路可以经由电容变换或电感变换而变换。

图5b示出经由电容变换对如图5a所示的电路进行建模的等效电路模型。参考图5b，rds是输出电阻。对于功率放大器设计，选择大尺寸(例如，物理尺寸)的晶体管以输送高输出功率，因此rds需要很小并且cds需要很高。一旦基于rds＝r0/n确定了晶体管尺寸(其中n表示变换比率并且r0是目标输入/输出匹配阻抗)，就可以推导并确定n。

就电压变换而言，变换比率与次级电压和初级电压的比率相关，其可以基于次级匝数和初级匝数之间的比率来确定。就电流变换而言，变换比率由次级电流和初级电流的比率表示，其可以基于初级匝数和次级匝数之间的比率来确定。

在一个实施例中，r0约为50欧姆。用于阻抗变换(例如，电容变换)的重新排列电路组合在图5c中被示出为虚线框505，其中ncr1＝cds+c1。根据一个实施例，变换必须满足下式：

ll1＝la1n，lr1＝lb1n

在变换之后，为了宽带性能，实现具有主动电流源的两条人工传输线，如图5d所示。zin可以添加更多分流(shunt)或串联连接的电阻器以增强稳定性，还将阻抗提高到接近50ohms。

所有特性阻抗人工传输线应如下地保持50欧姆：

并且极点应该是如下左手(lh)频率和右手(rh)频率：

以上变换被称为电容变换。从图5a开始，该变换也可以示出为电感变换的形式。等效电路可以变换为如图6a所示的电路。一旦确定了晶体管尺寸，rds＝r0/n，就可以得到n，其中r0是50ohm。阻抗变换的重新排列电路组合为灰色虚线，并且ncr1＝cds+c1。等效电路可以变换为如图6b所示的电路。变换必须遵循下式：

在变换之后，为了宽带性能，实现具有主动电流源的两条人工传输线，，如图5d所示。

设计放大器的目标之一是在例如从较低频率f1到较高频率f2的预定频率范围内提供相对线性的增益，如图7所示。另外，在确定如图5d所示的电路的参数时必须满足以下条件：

在如图5d所示的实施例中，lr2和cr2在输入传输线上形成lc电路(例如，第一lc电路)，其中cr2并联连接至晶体管500的输入，而lr2串联连接。在输出侧，lr1和两个电容器(cr1)形成clc电路(例如，第三lc电路)。两个电感器(ll1)和电容器cl1形成lcl电路(例如，第二lc电路)。除了cl1和lr1串联连接之外，lcl和clc电路几乎处于并联配置。

在该实施例中，cl1和lr1串联连接。第一对cr1和ll1彼此并联连接并且连接至串联的cl1和lr1的输入端。第二对cr1和ll1彼此并联连接并且连接至串联的cl1和lr1的输出端。

在一个实施例中，这些lcl和clc电路的电感值和电容值必须满足上述条件。例如，lc组件的参数被配置为满足目标工作频率范围，即f1至f2。输出传输线502上的ll1和cl1组件的值被配置为使得关于l1的lcl电路的谐振频率必须等于或小于下限目标频率f1。输出传输线502上的lr1和cr1组件的值被配置为使得关于r1的clc电路的谐振频率必须等于或高于上限目标频率f2。输出传输线502上的lr2和cr2组件的值被配置为使得关于r2的lcl电路的谐振频率必须等于或高于上限目标频率f2。

在优化电路之后，电路的性能可以如图8所示，并且回波损耗如图9所示。如图8所示，该电路可以在20g～50g频率之间提供相对平坦的增益。在一个实施例中，cr1约为55毫微微法(ff)，cl1约为120ff，ll1约为0.285毫微亨(nh)，并且lr1约为0.55nh。如图8所示，回波损耗在25～40ghz范围内可以保持在-15db左右。

在前述说明书中，已经参考具体示例性实施例描述了本发明的实施例。显而易见的是，在不脱离所附权利要求中阐述的本发明的更广泛的精神和范围的情况下，可以对本发明的实施例进行各种修改。因此，说明书和附图应被视为说明性意义而非限制性意义。