D类放大器电路及音频放大方法与流程

本发明涉及一种放大器，特别涉及一种d类放大器电路及音频放大方法。

背景技术：

d类放大器能将音频信号转换成可根据音频输入信号来切换输出的高频脉冲。一般而言，d类放大器使用脉冲宽度调制器来产生脉宽调制信号。于此，脉宽调制信号的脉冲宽度能随着音频信号的振幅而改变。相较于ab类放大器，d类放大器具有高效能，因此可显著地减少整体系统的成本、尺寸及重量，并且广泛地应用在各种音频需求的装置，如手机、平面电视及家庭剧院接收器等。然而，在现有的d类放大器中，输出级的供电电压始终影响着放大器的操作电压，以致使放大器无法达到更好的操作特性。

技术实现要素：

在一实施例中，一种d类放大器电路，其包括一输入阻抗、一运算放大器、一电压调整电路、一脉冲产生电路以及一驱动电路。输入阻抗耦接运算放大器的输入端、接收一输入电压并输出一输入电流。运算放大器在一第一电源电压的供电下，根据一输入操作电压与一反馈信号输出一放大信号。电压调整电路调整运算放大器的输入操作电压。脉冲产生电路根据放大信号输出一脉宽调制信号。驱动电路在一第二电源电压的供电下，根据脉宽调制信号产生一驱动信号。其中，反馈信号相关于驱动信号。

在一实施例中，一种音频放大方法，其包括转换一输入电流为一输入电压；在一第一电源电压的供电下，根据输入电压、一输入操作电压与一反馈信号输出一放大信号；调整运算放大器的输入操作电压；根据放大信号输出一脉宽调制信号；以及在一第二电源电压的供电下，根据脉宽调制信号产生一驱动信号。其中，反馈信号相关于驱动信号。

在一些实施例中，上述输入操作电压的调整是通过提供一调整电流而实现。

在一些实施例中，上述调整电流无关于第一电源电压。

在一些实施例中，上述调整电流相关于第一电源电压或相关于一带隙基准电压(bandgapvoltage)。

在一些实施例中，上述第二电源电压的最大电流值大于或等于第一电源电压的最大电流值的千倍。

综上所述，根据本发明的d类放大器电路及音频放大方法，其能使运算放大器的输入操作电压不会受到输出级的供电电压(第二电源电压)变化的影响，并且输入操作电压无需固定于运算放大器的供电电压(第一电源电压)的一半，藉以能针对各种运算放大器的输入对形式来决定输入操作电压，进而达到运算放大器的优选操作电压范围。

附图说明

图1为根据本发明一实施例所绘示的d类放大器电路的概要示意图。

图2为根据本发明一实施例所绘示的音频放大方法的流程图。

图3为图1所绘示的电压调整电路的一示范例的运作概要示意图。

图4为图1所绘示的电压调整电路的一示范例的运作概要示意图。

具体实施方式

参照图1，图1为根据本发明一实施例所绘示的d类放大器电路的概要示意图，d类放大器电路10用以接收一输入电压vi并据以输出一驱动信号vo来驱动一负载电路20。在一些实施例中，负载电路20可例如一耳机或是一音响等音频输出装置，但不限于此。

于此，d类放大器电路10包括一输入阻抗110、一电压调整电路130、一运算放大器150、一脉冲产生电路170以及一驱动电路190。

输入阻抗110与电压调整电路130耦接运算放大器150的输入端。运算放大器150的输出端耦接脉冲产生电路170。脉冲产生电路170耦接在运算放大器150与驱动电路190。驱动电路190的输出经由一反馈路径耦接回运算放大器150的输入端，并且提供一反馈信号if给运算放大器150。

参照图1及图2，输入阻抗110接收一输入电压vi并产生一输入电流，即转换输入电压vi为输入电流(步骤s11)。电压调整电路130调整运算放大器150的一输入操作电压(步骤s13)。运算放大器150在一第一电源电压vcc的供电下，根据输入操作电压与一反馈信号if输出一放大信号(步骤s15)。脉冲产生电路170根据放大信号输出一脉宽调制信号(pulsewidthmodulationsignal；pwmsignal)(步骤s17)。驱动电路190在一第二电源电压vdd的供电下，根据脉宽调制信号产生一驱动信号vo(步骤s19)。其中，反馈信号if相关于驱动信号vo。

在一些实施例中，在d类放大器电路10输出最大音量期间，第二电源电压vdd的最大电流值大于第一电源电压vcc的最大电流值的十倍。一般而言，相对于第一电源电压vcc，在相应于较大的输出电流(如进行大音量的音频信号的播放)时，第二电源电压vdd能抽汲大电流。相对于第二电源电压vdd，第一电源电压vcc的信号较为干净。

在一些实施例中，此电压调整电路130可设计成不必要固定运算放大器150的输入操作电压(vz)为一半的第一电源电压vcc(即，)，而是针对不同的运算放大器150的输入对晶体管形式来决定适当的输入操作电压(例如：或)。

在一些实施例中，电压调整电路130是藉由提供调整输入电流的一调整电流(it)来实现调整运算放大器150的输入操作电压。在一实施例中，调整电流(it)可无关于第一电源电压vcc。

在一示范例中，参照图3，电压调整电路130可包括一电压转电流组件131、一y倍放大组件133以及一减法器135。y倍放大组件133接收第一电源电压vcc。减法器135的第一输入端接收一半的第二电源电压vdd。减法器135的第二输入端耦接y倍放大组件133的输出，即接收y倍的第一电源电压vcc(如y×vcc)。减法器135的输出端耦接电压转电流组件131。电压转电流组件131根据第二电源电压vdd与y倍的第二电源电压vdd产生一调整电流(it)(如，)。其中，y倍是指一特定倍率，且y为一常数。在一些实施例中，电压转电流组件131可例如一阻抗组件(如，)，但不限于此。

于此，输入操作电压(vz)的关系式如下式1。

根据电压调整电路130的电路设计可得到调整电流(it)的关系式如下式2。

其中，代表电压转电流组件131，并且vy代表y倍放大组件133产生的第一放大电压。于此，第一放大电压vy与第一电源电压vcc可为比例关系。并且，此比例关系可为一特定倍率，即上述的y倍。换言之，第一放大电压vy能以y倍的第一电源电压vcc实现。此时，上述式2的调整电流(it)能替换成下列式3。

由上述式3可知，调整电流(it)能与第二电源电压vdd与一特定倍率(y)的第一电源电压vcc的差值成比例关系。接着，再将上述式3的调整电流(it)代入式1，以得到输入操作电压(vz)的关系式如下式4。

并且，在式4中，由此可知，在电压调整电路130的电路设计下输入操作电压(vz)可与第一电源电压vcc成比例关系(y倍)。因此，输入操作电压(vz)不会受到第二电源电压vdd变化的影响。

在另一示范例中，参照图4，电压调整电路130可包括一电压转电流组件132、一k倍放大组件134以及一减法器135。k倍放大组件134接收带隙基准电压(bandgapvoltage)vref。减法器135的第一输入端接收一半的第二电源电压vdd。减法器135的第二输入端耦接k倍放大组件134的输出，即接收k倍的带隙基准电压vref(如，k×vref)。减法器135的输出端耦接电压转电流组件132。电压转电流组件132根据第二电源电压vdd与k倍的带隙基准电压vref产生一调整电流(it)(如，)。其中，k倍是指一特定倍率，且k为一常数。于此，k与y能为相同值或相异值。在一些实施例中，电压转电流组件132可例如一阻抗组件(如，)，但不限于此。

于此，输入操作电压(vz)的关系式如下式5。

根据电压调整电路130的电路设计可得到调整电流(it)的关系式如下式6。

其中，代表电压转电流组件132，且vk代表k倍放大组件134产生的第二放大电压。于此，第二放大电压vk与带隙基准电压vref为比例关系。并且，此比例关系可为一特定倍率，即上述的k倍。换言之，第二放大电压vk能以k倍的带隙基准电压vref实现。因此，上述式6的调整电流(it)能替换成下列式7。

由上述式7可知，调整电流(it)能与第二电源电压vdd与一特定倍率(k)的带隙基准电压vref的差值成比例关系。接着，再将上述式7的调整电流(it)代入式5，以得到输入操作电压(vz)的关系式如下式8。

并且，在式8中，由此可知，在电压调整电路130的电路设计下，输入操作电压(vz)可与带隙基准电压vref成比例关系(k倍)。因此，输入操作电压(vz)不会受到第二电源电压vdd变化的影响。在一些实施例中，带隙基准电压vref可通过任意参考电压产生电路产生。

在一些实施例中，反馈路径能以反馈电阻rf实现。于此，驱动电路190的输出端经由一反馈电阻rf耦接运算放大器150的输入端。举例来说，驱动电路190输出的驱动信号vo经由反馈电阻rf转换成相对应的反馈信号if，再将形成的反馈信号if回传并输入至运算放大器150的输入端。

综上所述，根据本发明的d类放大器电路及音频放大方法，其能使运算放大器的输入操作电压不会受到输出级的供电电压(第二电源电压)变化的影响，并且输入操作电压无需固定于运算放大器的供电电压(第一电源电压)的一半，藉以能针对各种运算放大器的输入对形式来决定输入操作电压，进而达到运算放大器的优选操作电压范围。

【符号说明】

10d类放大器电路

20负载电路

110输入阻抗

130电压调整电路

131电压转电流组件

133y倍放大组件

132电压转电流组件

134k倍放大组件

135减法器

150运算放大器

170脉冲产生电路

190驱动电路

vi输入电压

vcc第一电源电压

if反馈信号

vdd第二电源电压

vo驱动信号

rf反馈电阻

vref带隙基准电压

s11～s19步骤。