一种调光控制电路的制作方法

本实用新型涉及电路技术领域，尤其涉及一种调光控制电路。

背景技术：

近年来，led作为光源的照明灯具已经得到了普及。随着人们对照明要求的提升，现在的led灯具都会具备调光功能。现有的调光方式一般是通过对光源负载提供一定频率的调光控制信号，来控制驱动输出向光源负载供电的接通和断开，通过控制调光控制信号的脉冲宽度(接通时间)来进行调光。在此种调光方式下，在调光亮度较暗的情况下，驱动输出在一个周期内的接通时间较短，这可能造成闪烁。

因此使得调光电路可同时实现大功率负载范围，高效率，高精度调光，高深度调光，全调光范围无频闪，调光过程平滑，以及良好驱动内热分布是一个亟待解决的问题。

技术实现要素：

本实用新型实施例提供一种调光控制电路及调光控制方法，用于解决现有调光电路的频闪问题。

本实用新型实施例采用下述技术方案：

第一方面，本实用新型提供了一种调光控制电路，其输入端为直流驱动电源，输出端为负载电路，包括：

n个并联的调光子电路，其中n≥2，所述调光子电路包括串接在所述直流驱动电源正负极之间的开关回路以及串接在所述负载电路正负极之间的输出回路，所述开关回路包括开关元件、及输出采样信号的采样点，所述输出回路包括检测端，所述检测端输出一检测信号，用以判断输出回路是否有电流经过；

控制电路，控制各所述调光子电路中的所述开关元件的导通和关断，其中，所述控制电路根据所述采样信号和预设的关断阈值的比较结果关断所述开关元件，所述控制电路根据所述检测信号导通所述开关元件。

进一步地，所述调光子电路还包括续流二极管和采样电阻，所述直流驱动电源正极、所述续流二极管、所述开关元件、所述采样电阻、所述直流驱动电源负极依次串联构成所述开关回路，其中所述续流二极管的负极连接所述直流驱动电源的正极，所述开关元件和所述采样电阻间的连接点为所述采样点，所述采样点的电压值为所述采样信号，所述关断阈值为电压值visit，当所述采样信号大于visit时，所述控制电路控制关断所述开关元件。

进一步地，所述调光子电路还包括电感变压器，所述电感变压器包括初级绕组和次级绕组，所述负载电路正极、所述续流二极管、所述电感变压器的初级绕组、所述负载电路负极依次串联构成所述输出回路，其中所述续流二极管负极连接所述负载电路的正极，所述电感变压器的次级绕组一端接地，另一端为所述检测端，所述检测信号为过零检测信号。

进一步地，所述控制电路接收所述检测端传来的过零检测信号，当检测端电流下降为零后，控制导通所述开关元件。

进一步地，所述控制电路接收所述检测端传来的过零检测信号，当检测端电流下降为零后，间隔一个休息时间trest后控制导通所述开关元件。

进一步地，当所述调光控制电路启动时，所述控制电路按顺序分别控制各所述调光子电路的所述开关元件间隔一段时间后依次导通，间隔时间长度等于一个所述调光子电路的所述开关元件的一次导通时间。

进一步地，各所述调光子电路设计为，所述开关元件的关断时间和导通时间的比值为n-1。

本实用新型实施例采用的上述至少一个技术方案能够达到以下有益效果：

本实用新型实施例提供的调光控制电路和调光控制方法，通过交替导通多路并联电路，结合mcu或数字电路控制器控制技术，同时实现大功率负载范围，高效率，高精度调光，高深度调光，全调光范围无频闪，调光过程平滑，以及良好驱动内热分布的目标。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本实用新型的进一步理解，构成本实用新型的一部分，本实用新型的示意性实施例及其说明用于解释本实用新型，并不构成对本实用新型的不当限定。在附图中：

图1为本实用新型实施例提供的一种调光控制电路的和驱动电源、负载电路连接的结构示意图；

图2为本实用新型实施例提供的一种调光控制电路的电路结构示意图；

图3为本实用新型实施例提供的一种调光控制方法的流程示意图；

图4为图2实施例电路中，调光亮度为100％时的输出波形图；

图5为图2实施例电路中，调光亮度为20％时的输出波形图；

图6为图2实施例电路中，调光亮度为10％时的输出波形图；

图7为图2实施例电路中，调光亮度为2.5％时的输出波形图。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型具体实施例及相应的附图对本实用新型技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

本实用新型实施例提供的调光控制电路2如图1、图2所示，其中输入端为直流驱动电源1，vdc为数十伏到数百伏的输入电压正极，gnd为输入电压负极，c0为输入滤波电容。输出端为负载电路3，在本实施例中负载电路3包括多个串联的led，在其他实施例中负载也可以是oled等其他光源，输出端有和负载并联的输出滤波电容c1。调光控制电路2包括多个并联的调光子电路cir1、cir2……cirn，调光子电路至少为两个，在本实施例中包括三个调光子电路n＝3。

各调光子电路结构一致，我们以cir1为例来对调光子电路的结构进行说明，在输入侧直流驱动电源正极vdc、续流二极管d1、开关元件q1、采样电阻r1、直流驱动电源负极gnd依次串联构成开关回路801给个标号，权要出现的元件最好都有标号。其中续流二极管d1的负极连接直流驱动电源的正极vdc，开关元件q1和采样电阻r1间的连接点cs1为采样点。调光控制电路2还包括控制电路21，控制电路21可以是mcu加上外围电路，也可以是数字电路控制器。控制电路21向开关元件q1发出信号vgs1控制开关元件q1的通和关断，在本实施例中当vgs1信号为高电平时开关元件q1导通，vgs1信号为低电平时开关元件q1关断。控制电路21接收采用点cs1的电压值作为采用信号，控制电路21会将采用信号和一个预设的关断阈值进行比较，关断阈值为电压值visit，由需要调光的亮度等级决定。当采样信号大于visit时，控制电路21发出的vgs1信号为低电平控制关断开关元件q1。

调光子电路cir1的输出侧，由负载电路正极、续流二极管d1、电感变压器t1的初级绕组、负载电路负极依次串联构成输出回路802。其中续流二极管d1的负极连接负载电路的正极，本实施例中开关回路801和输出回路802中的续流二极管d1为两个回路共用，如追求更高效率可以应用同步整流技术。流过电感变压器t1初级绕组的电流标记为i1，电感变压器t1的次级绕组用作电流过零检测，用以判断输出回路802是否有电流经过，即i1是否为零。次级绕组一端接地，另一端为检测端，检测信号zcd1为过零检测信号。控制电路21接收检测端传来的检测信号zcd1，当检测端电流下降为零后，控制电路21发出高电平导通开关元件q1。

上面介绍了本实施例中的一个子调光电路cir1，其他各调光电路cir2、cirn的结构和cir1一致，这里就不再赘述。

在本实用新型实施例的调光控制电路2中，主要的调光控制都是由控制电路21来完成的，下面我们结合图2对控制电路21如何对图1的调光控制电路2进行的具体调光控制的方法进行说明。依据图2的基本流程图，主要包括如下三个步骤：

步骤a所述控制电路21接收调光控制信号。调光控制信号由外部输入，可以由开关、面板、遥控器、手机app输入，本申请对此不做限定。调光控制信号可以是预设的调光等级，也可以是无极调光信号。在本实施例中，为了方便说明，后续的示例中，我们以需调光亮度和光源负载的最高亮度的比值来表示调光控制信号中包含的信息内容。

步骤b控制电路21根据调光控制信号设定控制参数。控制参数包括我们前面所述的关断阈值，本实施例中控制电路21根据收到调光控制信号中的亮度百分比，设定关断阈值的电压值visit。

步骤c控制电路21依据控制参数控制各调光子电路中的开关元件的导通和关断。调光控制主要是通过导通和关断各调光子电路cir1、cir2……cirn中的开关元件q1、q2……qn来实现的。控制电路21根据采样点cs1、cs2……csn的采样信号和关断阈值visit的比较结果关断开关元件q1、q2……qn，控制电路21根据检测信号zcd1、zcd2……zcdn导通。在各调光子电路中，当检测信号zcd1、zcd2……zcdn下降到零时，开关元件q1、q2……qn导通，此时采样点cs1、cs2……csn的电压逐步上升。而当采样点cs1、cs2……csn的电压高于关断阈值visit时，控制电路21关断开关元件q1、q2……qn，因此通过调整visit的大小可直接控制各调光子电路的工作时间，而电路工作时间又会影响各调光子电路cir1、cir2……cirn的升压幅度，进而达到需要的调光效果。

在上述的说明中，我们可以看到，每一个调光子电路cir1、cir2……cirn都包括开关导通时间和关断时间，如果各调光子电路cir1、cir2……cirn的开关元件q1、q2……qn同时导通，必然造成在开关导通时间段内电流过大，而开关关断的时间段内没有电流，整个调光控制电路2的输出起伏过大。因此，控制电路21在控制各调光子电路cir1、cir2……cirn时，特别是在收到调光控制信号的首次导通各开关元件q1、q2……qn时，并不是同时启动各调光子电路cir1、cir2……cirn，而是按顺序分别控制各调光子电路cir1、cir2……cirn的开关元件q1、q2……qn依次导通。即控制电路21先令q1导通，间隔一段时间之后再导通q2，再间隔一段时间再导通下一路调光子电路的开关元件，以此类推直到全部调光子电路都进入工作状态。导通之后的各调光子电路cir1、cir2……cirn，则仍然依据步骤c中的控制方式进行工作，这里就不再重复说明。依据此种方法在同一时间段内，各调光子电路cir1、cir2……cirn分别处于不同的升压或降压过程，因此可以平衡总的输出。在较佳的情况下，控制电路21按顺序分别控制各调光子电路cir1、cir2……cirn的开关元件q1、q2……qn在间隔一段时间后依次导通，间隔时间长度等于一个调光子电路的开关元件的一次导通时间。即当前一个调光子电路的开关元件关断时，打开后一个调光子电路的开关元件，这样依次打开。

在第一次导通开关元件时是由控制电路21主动设置的，而在后续工作阶段各开关元件q1、q2……qn的导通和关闭是按照步骤c中的判断方法而进行控制的，这时会出现当通过检测信号导通一个调光子电路的开关元件时，而其他调光子电路采样点的电压还未升高到关断阈值还仍处于升压阶段的情况。因此，电路设计时，根据调光子电路的数量，选择不同参数的电子元件，同调整电阻阻值、电感的参数、续流电路的设计等，使得当有n个调光子电路时，开关元件的关断时间正好是导通时间的n-1倍。这样的情况下一个子电路的开关元件在另一个子电路的开关元件关断时打开，各调光子电路循环依次导通。由于各路等时间间隔交替导通每一路开关元件导通时电流开始增加，而其他开关元件处在关断状态电流在递减，由于设置开关元件关闭后到电流过零时间为开关导通时间n-1倍，n路开关递增量与递减量正好相抵消，输出滤波电容及光源负载led上出现平滑的电流波形，电流值为各路平均电流值的n倍，无频闪效果。

但是上面所说的开关元件的关断时间和导通时间比值仅是一种理想状态，实际情况中可能达不到上述的理想条件(如开关元件关闭后到电流过零时间不为开关元件导通时间n-1倍)此时输出滤波电容c1及光源负载led电流仍会出现些纹波，但各路电流变化仍会相互抵消。良好的设计中，总体纹波远小于n路子电路中各自电流纹波的n倍值。

下面我们以亮度为100％和20％为例，根据图1实施例电路图中各调光子电路cir1、cir2、cirn的电流波形图来说明实施例的实际电流纹波效果。

图4为调光亮度为100％时的效果，其中i1、i2、in为各路电感变压器t1、t2、tn初级绕组电流波形，vgs1、vgs2、vgsn是三路开关元件q1、q2、qn的基极开关波形，itotal为为i1、i2、in三者叠加后获得的总输出波形。当调光亮度为100％时，viset为最大预设值viset_max，各路的开关元件q1、q2、qn依次导通后，各路按cs点电压达到预设值viset时关闭开关元件，然后等待过零检测信号zcd再重新导通，此时各路的工作频率为40khz。由于本实施例电路按理想状态设计，各路中开关元件关闭后到电流过零时间为开关元件导通时间的2倍，因此当第三路调光子电路cirn的开关元件qn关断时，第一路调光子电路cir1中zcd1正好过零，q1再次导通，进入下一个周期。每一周期中，一路开关元件导通电流开始增加时，而另外两路开关元件处在关闭状态电流递减，三路开关递增量与递减量正好相抵消，输出滤波电容c1及光源负载led上的电流itotal为i1、i2、in三者相加获得，其呈现出一个平滑的电流波形，如图3所示，电流值为各路开关平均电流值的3倍，无频闪效果。

图5为调光亮度为20％时的效果，其波形和100％时区别不大，唯一不同的是，由于调光亮度为20％，因此控制电路21设置viset为最大预设值viset_max的20％，此时各路cs点电压达到viset的时间变短，开关元件q1、q2、qn的导通时间也随之变短，关断后到电流过零的时间也相应变短，以致工作频率加大，各路电流纹波幅度减小，总体电流也减小。此时各路工作频率为200khz左右。

从上面两个实例中我们可以发现，随着调光亮度的降低，调光子电路的工作频率会变高，由于作为输入的直流驱动电源本身也为矩形波，调光子电路的工作频率应小于直流驱动电源，否则会影响调光精度。因此在本实施例中的调光控制电路21具有两种工作模式，控制电路21依据调光控制信号确定调光控制电路2以何种模式进行工作。根据调光控制电路2和输入直流驱动电源的性质，预先设定一个亮度作为模式阈值，在本实施例中为20％，当调光亮度大于等于20％时，以第一工作模式进行工作，反之则以第二工作模式进行工作。

第一工作模式就是我们前面所描述的100％和20％的工作状态，各调光子电路cir1、cir2……cirn连续工作，当检测信号zcd1、zcd2……zcdn过零时，即输出回路电流下降至零时，控制电路21直接控制导通相应的开关元件q1、q2……qn，其波形图3、图4所示。

当调光亮度低于模式阈值20％时，就进入第二工作模式，即深度调光模式。此时为了不使各调光子电路cir1、cir2……cirn的工作频率进一步增高，因此不再继续减小关断阈值viset的值，其仍然保持20％时的值，因此20％时的viset电压值为最小预设值viset_min，无论调光亮度如何继续向下，这个值不变。在开关元件q1、q2……qn的导通时间保持不变的情况下，为了减小输出电流，我们只有增加开关元件q1、q2……qn的关闭时间。因此我们引入一个新参数休息时间trest，在第二工作模式下，当检测信号zcd1、zcd2……zcdn过零时，即任一输出回路电流下降至零时，控制电路21并不马上导通相应的开关元件，而是在间隔一个休息时间trest后再控制导通相应开关元件。在第二工作模式下通过调整trest休息时间间隔来实现调光，时间间隔trest的范围很大，可以从0到开关元件q1、q2……qn导通时间的数千倍。需要注重的是休息时间trest并不是仅仅应用于第二调光模式，休息时间trest由控制电路21依据调光亮度而设置，当以第一工作模式进行工作时，休息时间trest这个变量仍然存在，只不过是将其值设置为0，那么就可以达到电流下降至零时直接导通相应的开关元件的效果。休息时间trest的设置在步骤b中完成，控制电路21收到调光控制信号后和模式阈值比较，大于等于模式阈值则设置休息时间trest为0，采用第一工作模式，否则根据需调光亮度设置相应的休息时间trest值，以第二工作模式工作。下面我们再以两个实例来说明第二工作模式下的波形情况。

图6为调光亮度为10％时的波形，其中i1、i2、in为各路电感变压器t1、t2、tn初级绕组电流波形，vgs1、vgs2、vgsn是三路开关元件q1、q2、qn的基极开关波形，itotal为为i1、i2、in三者叠加后获得的总输出波形。控制电路21设置viset为最小预设值viset_min，即亮度为20％时的viset值，这样开关元件q1、q2、qn在导通后到控制电路21接收到零检测信号zcd的时间和原来一样，为了方便描述我们称这个时间为twork。现在为了使亮度降低到20％的一半，因此我们插入一个和twork相等的休息时间，即twork＝trest，这样使得总体输出电路itotal平均值减半(twork/(twork+trest))，从而获得更深的调光效果。总体电流itotal有纹波出现但不高。此时各路工作频率为100khz。总体电流纹波为300khz。

图7为调光亮度为2.5％时的波形，此时各路工作原理与10％时工作原理相似，只是trest继续增大了倍数，达到twork时间的7倍。总体输出平均电流为20％时的1/8(twork/(twork+trest))，为2.5％。此时各路工作频率为25khz。总体电流纹波为75khz。

进一步地，当trest时间继续加大，那么将获得更深的调光深度。如trest时间达到twork时间的199倍时，将获得20％/(199+1)＝0.1％即千分之一的调光深度，此时各路工作频率为200khz/(199+1)＝1khz。总体电流纹波为1khz*3＝3khz。同理,trest＝twork*1999时，达万分之一调光深度。总体电流纹波为300hz。以ieeestd1789-2015频闪标准来看，纹波频率f大于90hz且小于等于3125hz时，无危害的波动深度范围需小于百分之f*0.08/2.5。千分之一调光深度时，该值为3000*0.08/2.5＝96％。万分之一调光深度时，该值为300*0.08/2.5＝9.6％。当led灯上并联有较大的电容c1时，由于此时平均电流极小，即使万分之一调光深度时led电流波动深度可小于9.6％。即仍可达到无危害频闪的标准。

综上所述，多路开关使得输出功率多倍递增，实现大功率负载范围。各路开关采用零电流导通zcs模式buck结构，容易实现高效率。不调光及低深度调光时，交替导通使得输出总体纹波电流大大减小，从而实现了无频闪，而高深度调光时，多路倍频的作用提高了纹波频率从而降低了对电流波动深度的要求，从而有助实现极高深度调光时达到无频闪要求。同时插入休息时间trest的方法及多路倍频作用，实现了高深度调光。调光全程无突变因素存在，从而实现了平滑变化。由于多路开关使得热量在多个元件上分布均匀，而未集中在某少数元件上，从而改善了散热。同时使得可使用小功率元件实现高功率输出，使元器件选型更加容易。同时由于交替开关时电流变化相互抵消作用及深度调光时倍频作用，减小了对输出电容容值的要求。

领域的技术人员应明白，尽管已描述了本实用新型的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本实用新型范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本实用新型进行各种改动和变型而不脱离本实用新型的范围。这样，倘若本实用新型的这些修改和变型属于本实用新型权利要求及其等同技术的范围之内，则本实用新型也意图包含这些改动和变型在内。