将晶体管置于导通状态的触发方法与流程

本发明涉及电压转换，并且更特别地涉及将用于切换准谐振直流到直流电压转换器的晶体管置于导通状态的触发方法。

背景技术：

直流到直流（也称为dcdc）电压转换器使得能够将输入电压（例如12v）转换为较高的输出电压（例如65v），或者反之亦然。原理在于，用电流对线圈充电，并借助于开关、特别是例如mos型的晶体管周期性地切断电流。

在这样的解决方案中，将晶体管置于导通状态和置于阻断状态的交替产生了称为“切换损耗”的损耗。更确切地说，在将晶体管置于导通状态（本领域技术人员称为置于“开（on）”）的时候，当电流尚在线圈中流动时、并且当晶体管在其漏极和其源极之间具有正电压时，会产生这些损耗。这些损耗随同时在线圈和晶体管中流动的电流强度以及晶体管两端的电压而增大。然而，抑制这些损耗非常重要，因为它们会大幅降低转换器的效率。

一种使得能够减小切换损耗的解决方案称为“准谐振”dcdc转换器，该解决方案在于将晶体管置于导通状态的时刻的触发与时间间隔（称为“谐振时间间隔”）同步，在所述谐振时间间隔期间，在线圈中流动的电流强度为零或负（即，沿相反方向流动）并且晶体管两端（即，在漏极和源极之间）的电压最小（或更好地，为零或负）。

在实践中，已知三种触发晶体管置于导通状态的方法。第一种方法在于，一旦晶体管的漏极电压的值减小并变为零，就操控晶体管置于导通状态。第二种方法在于，将晶体管的漏极电压的值与通过低通rc滤波器相移超过180°的该同一漏极电压的值进行比较，然后当这两个值相等时操控晶体管置于导通状态。第三种方法在于，使用线圈的次级绕组，即使用电压互感器，当次级绕组的电压检测到晶体管两端的电压下降至预定阈值以下时，电压互感器操控晶体管置于导通状态（开）。

当转换器是“升压”型转换器（或对于本领域技术人员而言的“boost”型转换器）并且其输出电压小于其输入电压的两倍时、或者当转换器是“降压”型转换器（或对于本领域技术人员而言的“buck”型转换器）并且其输出电压小于其输入电压的一半时，不能使用第一种方法。实际上，在这两种情况下，漏极电压会通过正的最小值，但永远不会为零，这会阻止触发将晶体管置于导通状态并具有显著缺点，特别是因为这些类型的转换器相对常见。

第二种方法中使用的串联电容器在线圈消磁后（即，当流过线圈的电流为零时）产生相对于漏极电压信号滞后超过180°的漏极电压信号，这增加了比较漏极电压和经串联电容器滞后过的漏极电压并操控晶体管置于活动状态所需的时间。这经常导致，当触发将晶体管置于导通状态时，谐振时间间隔已经过去，这可能导致切换损耗，并于此再次具有重大缺陷。

最后，第三种方法需要使用互感器，这特别昂贵，尤其是在机动车辆中使用转换器的背景下，对于机动车辆而言，限制设备的成本可能是重要甚至必要的。

因此，需要一种简单、快速、可靠、成本低廉且高效的解决方案，其使得能够在谐振时间间隔期间触发将晶体管置于导通状态。

技术实现要素：

为此，本发明首先目的在于将用于切换准谐振直流到直流电压转换器的晶体管置于导通状态的触发方法，所述转换器被馈送有输入电压并且包括控制模块和感应线圈，感应线圈连接到包括漏极、源极和栅极的场效应晶体管，所述栅极连接到控制模块以使所述控制模块操控晶体管处于导通状态或阻断状态，在导通状态中电流在漏极和源极之间导通，在阻断状态中阻断漏极和源极之间的电流，在晶体管断开时，在漏极处测得的电压呈现以下形式：方波随后是阻尼正弦振荡，所述阻尼正弦振荡绕转换器的输入电压为中心并且以其周期为特征，所述方法包括以下步骤：

•将晶体管的漏极电压相移预定时间相移值，预定时间相移值对应于以下两个持续时间之差：一个持续时间为阻尼正弦振荡的周期的四分之一，并且另一个持续时间为操控晶体管置于导通状态与所述晶体管实际传导之间经过的持续时间，

•当相移后的电压等于转换器的输入电压时，触发操控晶体管置于导通状态，以使晶体管在漏极电压的值最小时开始传导。

根据本发明的方法使得能够在漏极电压最小的瞬间将晶体管切换为导通状态，这使得能够减小损耗。与在现有技术的解决方案中实现的零电压不同，使用转换器的输入电压作为操控晶体管置于导通状态的触发电压使得转换器能够在输入电压的整个范围上、以及还在输出电压大于其输入电压的两倍时起作用。此外，本发明使得能够避免使用互感器，使用一个简单的线圈使得能够简化转换器的架构并降低其成本。

优选地，预定时间相移值是通过使用rc型相移滤波器获得的，所述rc型相移滤波器的电阻值与电容值的乘积等于：

其中，tres是阻尼正弦振荡的周期，并且tm是操控晶体管置于导通状态与所述晶体管实际传导之间经过的持续时间。

有利地，相移滤波器的电阻值和电容值的乘积例如在0至300ns之间。

根据本发明的一个方面，晶体管是mos型晶体管。

本发明还涉及用于机动车辆的准谐振直流到直流电压转换器，所述转换器被馈送有输入电压并且包括控制模块和感应线圈，感应线圈连接到包括漏极、源极和栅极的场效应晶体管，所述栅极连接到控制模块以使所述控制模块操控晶体管处于导通状态或阻断状态，在导通状态中电流在漏极和源极之间导通，在阻断状态中阻断漏极和源极之间的电流，在晶体管断开时，在漏极处测得的电压呈现以下形式：方波随后是阻尼正弦振荡，所述阻尼正弦振荡绕转换器的输入电压为中心并且以其周期为特征，控制模块被配置成将漏极电压相移对应于以下两个持续时间之差的预定值：一个持续时间为阻尼正弦振荡的周期的四分之一，并且另一个持续时间为控制模块操控晶体管置于导通状态与所述晶体管实际传导之间经过的持续时间，控制模块被配置成

•将晶体管的漏极电压相移预定时间相移值，预定时间相移值对应于以下两个持续时间之差：一个持续时间为阻尼正弦振荡的周期的四分之一，并且另一个持续时间为操控晶体管置于导通状态与所述晶体管实际传导之间经过的持续时间，

•检测相移后的电压是否等于转换器的输入电压，以及

•当相移后的电压等于转换器的输入电压时，触发操控晶体管置于导通状态，以使晶体管在漏极电压的值最小时开始传导。

根据本发明的一个方面，控制模块包括rc型相移滤波器，其电阻值和电容值的乘积等于：

其中，tres是阻尼正弦振荡的周期，并且tm是操控晶体管置于导通状态与所述晶体管实际传导之间经过的持续时间。

优选地，控制模块包括：比较器；第一分支，其包括相移滤波器，相移滤波器一方面连接到漏极电压，并且另一方面接地；以及第二分支，其包括电阻桥，电阻桥一方面连接到转换器的输入电压并且另一方面接地，并且所述电阻桥的中间点连接到比较器的第一输入以用作参考电压。

根据本发明的一个方面，第一分支包括电容和电阻桥，所述电阻桥由第一电阻和第二电阻组成，第一电阻一方面连接到漏极电压并且另一方面连接到所述电阻桥的中间点，第二电阻一方面连接到所述电阻桥的中间点并且另一方面接地，电容一方面连接到所述电阻桥的中间点并且另一方面接地，并且中间点还连接到比较器的第二输入。

有利地，相移滤波器的电阻值和电容值的乘积例如在0至300ns之间。

根据本发明的一个方面，晶体管是mos型晶体管。

最后，本发明涉及包括如上所述的转换器的机动车辆。

附图说明

在参考以非限制性示例的名义给出的附图而进行的以下描述期间，本发明的其他特征和优点将变得显而易见，在附图中，对相似的对象给予相同的附图标记。

-图1示出了根据本发明的转换器的一个实施形式。

-图2示出了根据本发明的转换器的控制模块的一个实施形式。

-图3是电压图的示例，其示出了漏极电压、相移后的漏极电压、将晶体管置于导通状态的触发以及晶体管置于实际导通状态。

-图4示意性地示出了根据本发明的方法的一个实施例。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的转换器1的示例。转换器1旨在安装在机动车辆中，例如以提供使得能够控制燃料喷射器2的输出电压vout。

转换器1是准谐振直流到直流电压转换器。在下文描述的示例中，但非限制性地，转换器1是升压（boost）转换器，其使得能够对称为“中间电容”cint的电容进行再充电，以提供激活燃料喷射器2所需的能量。

转换器1将由车辆的电池提供的输入电压vin（输入电流il）转换为施加在中间电容cint两端的输出电压vout，这些电压是相对于地线m测量的。转换器被配置成使输出电压vout趋向于为目标值。

仍参考图1，转换器1包括控制模块10、感应线圈20、场效应晶体管30、反馈控制器（contrôleurderetour）40、和比较器50。感应线圈20安装在电路的输入端，以便当输入电流il流经感应线圈20时对其进行充电。

二极管di安装在感应线圈20和中间电容cint的高端子之间，该端子对应于连接到喷射器2的转换器1的输出端。二极管di从感应线圈20向中间电容cint导通，但是从中间电容cint向感应线圈20阻断，以防止中间电容cint向转换器1中放电。

晶体管30包括漏极d、源极s和栅极g，所述栅极g连接到控制模块10，以便所述控制模块10操控晶体管30处于导通状态或阻断状态，在导通状态中电流在漏极d和源极s之间导通，在阻断状态中阻断漏极d和源极s之间的电流。当控制模块10经由栅极g操控晶体管30以使所述晶体管30从阻断状态切换为导通状态时，在触发晶体管30的栅极g的操控与电流在晶体管30的漏极d与源极之间流动的时刻（即晶体管30变为传导的时刻）之间经过了延迟。

源极s经由分流电阻rs接地m。栅极g经由控制电阻rc连接到控制模块。电容cres在漏极d和源极s之间与晶体管30并联连接，以使转换器1准谐振。

参考图3，当晶体管30断开时，在漏极d处测得的电压vdrain呈现以下形式：方波随后是阻尼正弦振荡，其绕转换器1的输入电压vin为中心，并且以其周期tres为特征。

控制模块10被配置成将漏极电压vdrain相移对应于以下两个持续时间之差的预定值：一个持续时间为阻尼正弦振荡的周期tres的四分之一，并且另一个持续时间为控制模块10操控晶体管30置于导通状态与所述晶体管30实际传导之间经过的持续时间。

控制模块10被配置成检测相移后的电压是否等于输入电压vin，并且当相移后的电压等于输入电压vin时，操控晶体管30置于导通状态，以使晶体管30在漏极电压vdrain的值最小时开始传导。

反馈控制器40使得能够测量转换器1的输出电压vout以便激活或去激活转换器1。更确切地说，当输出电压vout小于其目标值时，反馈控制器40激活转换器1，并且当输出电压vout大于或等于其目标值时，反馈控制器40去激活转换器1。在图2的示例中，反馈控制器40是电压比较器，其将转换器1的输出电压vout与其目标电压（例如65v）进行比较。

比较器50接收设定参考电压vref和定义在分流电阻rs两端的电压作为输入，定义在分流电阻rs两端的电压给出了流过晶体管30的源极s的电流的电象。比较器50的输出连接到控制模块10，并且使得能够在流过源极s的电流达到设定电流值时切断晶体管30的栅极g，所述设定电流值等于设定参考电压vref的值与分流电阻rs的值之比。设定参考电压vref的值可以例如在100mv至300mv之间。

在图2中示出了控制模块10的示例。控制模块10首先包括两个分支b1、b2。

第一分支b1包括由第一电阻r1和第二电阻r2组成的电阻桥，第一电阻r1一方面连接到漏极电压vdrain并且另一方面连接到该桥的中间点p1，第二电阻r2一方面连接到该桥的中间点p1并且另一方面接地m。电容c一方面连接到该桥的中间点p1并且另一方面接地m。电阻桥的等效电阻表示为r，并且由电阻桥r和电容c组成的组件组成了rc型相移滤波器。中间点p1还连接到比较器110的输入之一。

第二分支b2也包括由第一电阻r3和第二电阻r4组成的电阻桥，第一电阻r3一方面连接到转换器1的输入电压vin，并且另一方面连接到该桥的中间点p2，第二电阻r4一方面连接到该桥的中间点p2并且另一方面接地m。中间点p2连接到比较器的另一输入，以便用作所述比较器110的参考电压。

相移滤波器的电阻r和电容c的值被选为使得电阻r的值和电容c的值的乘积等于：

，其中

其中，tres是阻尼正弦振荡的周期，并且tm是操控晶体管30置于导通状态与所述晶体管30实际传导之间经过的持续时间。

控制模块10包括rs-q型逻辑触发器120，其经由其输入s（set，设置）连接到比较器110的输出，并且经由其输入r（reset，重置）连接到比较器50的输出。逻辑触发器150的输出q连接到与型逻辑门130的第一输入。该与型逻辑门130经由其第二输入连接到反馈控制器40，反馈控制器40为电压比较器型控制器，具有反相型逻辑。与型逻辑门120的输出连接到使得能够控制晶体管30的栅极g的激励级140。

现在将参考图3和图4来描述根据本发明的方法的实施方式。

当流过线圈20的电流变为零时，在时刻t0，晶体管30的漏极电压vdrain变为等于转换器1的输入电压vin。

然后，比较器110在时刻t1检测到被控制模块10的分支b1、b2相移后的漏极电压vdrain_dph变为等于输入电压vin，时刻t1在时刻t0之后、在时间上偏移了由rc相移滤波器在步骤e1中产生的相移值。

比较器110提供的输出信号用于在步骤e2中通过操控逻辑触发器120的输入来经由驱动装置140操控晶体管30置于导通状态。

于是在晶体管30置于导通状态的触发（时刻t1）与晶体管30实际传导（时刻t2，其由rc相移滤波器产生的相移来定义）之间经过的延迟t于是使得晶体管30能够在所述时刻t2开始传导，在所述时刻t2处，漏极电压vdrain的值最小。

藉此，根据本发明的方法使得能够最小化由于晶体管30的切换而产生的损耗，这是通过使晶体管30在这样的损耗最低时传导。