接近传感器的制作方法

本发明涉及一种接近传感器。

背景技术：

众所周知，在检测到被感测体和感测线圈之间的距离的情况下，可以通过分析流过感测线圈的电流等来检测该距离。

专利文献1提及指示流过感测线圈的电流的流动难易度的电导会根据被感测体和感测线圈之间的距离而变化的情况。

引用列表

专利文献

专利文献1：日本专利申请特开第2010-45532号

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题

在通过磁场耦合而耦合的两个线圈之间的距离和在一个线圈处感应的感应电动势的脉冲波的振幅之间存在相关性。因此，在理论上可以通过获取该振幅来检测两个线圈之间的距离。

但是，该脉冲波根据占空比等而复杂地失真，且因此实际上很难获得该振幅。

因此，本发明的主要目的在于提供一种构造简单且通过高精度地获取在线圈处产生的感应电动势的脉冲波的振幅来检测线圈之间的距离的接近传感器。

技术问题的解决方案

根据本发明，提供一种包括参考信号生成电路部、第一线圈、第二线圈、时钟信号生成电路部和开关电容器电路部的接近传感器，其中，所述参考信号生成电路部将第一交流电压施加至所述第一线圈并将与所述第一交流电压同步的参考信号传输至所述时钟信号生成电路部，通过磁场耦合而与所述第一线圈耦合的所述第二线圈生成第二交流电压，所述第二交流电压与所述第一线圈和所述第二线圈的耦合系数相关，所述时钟信号生成电路部将与所述参考信号相对应的多个时钟信号传输至所述开关电容器电路部，并且所述开关电容器电路部通过在多个所述时钟信号各者变化的时刻处获取所述第二交流电压来检测所述第一线圈和所述第二线圈之间的距离。

基于所述参考信号，所述时钟信号生成电路部可以向所述开关电容器电路部传输第一时钟信号和第二时钟信号，所述第一时钟信号在紧接所述第二交流电压已经从负侧变为正侧之后的时刻处变化，所述第二时钟信号在紧接所述第二交流电压从所述负侧变为所述正侧之前的时刻处变化，并且所述开关电容器电路部可以获取在所述第一时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压和在所述第二时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压之间的电压差。

所述开关电容器电路部可以包括多个充电开关、多个放电开关、多个采样电容器以及差分放大器。

所述充电开关每者对应于多个所述时钟信号中的任何一者，并且与所述时钟信号相对应的所述充电开关可以在所述时钟信号已经变化的时刻被设置为导通或关断，所述放电开关每者对应于多个所述时钟信号中的任何一者，并且与所述时钟信号相对应的所述放电开关可以在所述时钟信号已经变化的时刻被设置为导通或关断，所述采样电容器每者对应于多个所述时钟信号中的任何一者，并且输入到所述开关电容器电路部的所述第二交流电压通过连接到所述采样电容器的所述充电开关被设置为导通并且连接到所述采样电容器的所述放电开关被设置为关断而被充电，并且所述第二交流电压通过连接到所述采样电容器的所述充电开关被设置为关断并且连接到所述采样电容器的所述放电开关被设置为导通而被放电，并且所述差分放大器可以放大被各所述采样电容器放电的所述第二交流电压并输出得到的电压。

基于所述参考信号，所述时钟信号生成电路部可以向所述开关电容器电路部传输第三时钟信号和第四时钟信号，所述第三时钟信号在紧接所述第二交流电压已经从所述正侧变为所述负侧之后的时刻处变化，所述第四时钟信号在紧接所述第二交流电压从所述正侧变为所述负侧之前的时刻处变化，所述电压差可以被视为第一电压差，并且所述开关电容器电路部可以获取第二电压差以及所述第一电压差，所述第二电压差为在所述第三时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压和在所述第四时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压之间的电压差。

所述开关电容器电路部可以获取所述第一电压差和所述第二电压差之间的差分。

此外，本发明提供一种还包括a/d转换器的接近传感器，其中，所述a/d转换器将所述开关电容器电路部的输出电压转换为数字信号并输出电压信号。

此外，本发明提供一种还包括耦合系数计算部的接近传感器，其中，所述耦合系数计算部基于所述电压信号来计算所述第一线圈和所述第二线圈的所述耦合系数。

此外，本发明提供一种还包括负电容电路部的接近传感器，其中，所述负电容电路部减小所述第二交流电压所包含的且源自所述第二线圈的寄生电容。

附图说明

图1是根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。

图2是根据本发明的电压和信号的脉冲波的时序图。

图3是根据本发明的开关电容器电路的实施例的电路图。

图4是根据本发明的电压和信号的脉冲波的时序图。

图5是根据本发明的开关电容器电路的实施例的电路图。

图6是根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。

图7是根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。

图8是根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。

图9是根据本发明的电压的脉冲波的示例。

图10是根据本发明的负电容电路部的实施例的示意图。

图11是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图12是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图13是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图14是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图15是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图16是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图17是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

图18是根据本发明的负电容电路部的实施例的电路图。

具体实施方式

在下文中，参照附图描述用于实现本发明的优选实施方式。注意，以下描述的实施例示出了本发明的代表性实施例，并且本发明的范围不限于这些实施例。注意，将按以下顺序给出对本发明的描述。

1.根据本发明的第一实施例(基本构造)

2.根据本发明的第二实施例(a/d转换器)

3.根据本发明的第三实施例(耦合系数计算部)

4.根据本发明的第四实施例(负电容电路部)

1.根据本发明的第一实施例(基本构造)

在图1中示出了根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。如图1所示，根据本发明的接近传感器包括参考信号生成电路部30、第一线圈10、第二线圈20、时钟信号生成电路部40和开关电容器电路部50。

参考信号生成电路部30和第一线圈10连接在一起。参考信号生成电路部30和时钟信号生成电路部40连接在一起。时钟信号生成电路部40和开关电容器电路部50连接在一起。开关电容器电路部50和第二线圈20连接在一起。

参考信号生成电路部30将第一交流电压vr施加到第一线圈10。此外，参考信号生成电路部30将与第一交流电压vr同步的参考信号r传输到时钟信号生成电路部40。

参考信号r具有第一交流电压vr的high区间的信息。注意，参考信号r的脉冲波和第一交流电压vr的脉冲波可以为相同形状。

第一线圈10和第二线圈20通过磁场耦合而被耦合。因此，如果将第一交流电压vr施加到第一线圈10，则在第一线圈10的内部会产生磁场f。如果第一线圈10和第二线圈20彼此接近，则第一线圈10的磁场f会影响第二线圈，并且根据第一线圈10和第二线圈20的耦合系数的大小会在第二线圈20中产生感应电动势。该感应电动势被称为第二交流电压vin。

已知该耦合系数和线圈之间的距离i存在相关性。因此，可以从第二交流电压vin的脉冲波的振幅导出线圈之间的距离i。注意，稍后将描述具体的推导过程。

注意，在图1中，尽管第一线圈10和第二线圈20的内部是中空的，但是铁芯等可以穿过第一线圈10或第二线圈20的内部插入，以便增加在第二线圈20中出现的感应电动势。

时钟信号生成电路部40向开关电容器电路部50传输与参考信号r相对应的多个时钟信号。开关电容器电路部50在多个时钟信号中每者变化的时刻处获取第二交流电压vin。

更详细地说，基于参考信号r，时钟信号生成电路部40向开关电容器电路部50传输第一时钟信号和第二时钟信号，该第一时钟信号在紧接第二交流电压vin的脉冲波已经从负侧变为正侧之后的时刻处变化，该第二时钟信号在紧接第二交流电压vin的脉冲波从负侧变为正侧之前的时刻处变化。参考信号r和第一交流电压vr是同步的，并且第一交流电压vr和第二交流电压vin也通过磁场耦合而同步。因此，这些脉冲波可以同步。

然后，开关电容器电路部50获取在第一时钟信号已经变化的时刻处获取的第二交流电压vin和在第二时钟信号已经变化的时刻处获取的第二交流电压vin之间的电压差。该电压差是第二交流电压vin的脉冲波的振幅。下面，将参照图2描述上述操作。

图2示出了第二交流电压vin的脉冲波的图像、由参考信号生成电路部30生成的参考信号r的时序图、由时钟信号生成电路部40生成的第一时钟信号p1和第二时钟信号p1a的时序图、以及时钟信号生成电路部40的输出电压vout的脉冲波的图像。

第二交流电压vin的脉冲波的周期由t表示，第二交流电压vin的脉冲波的占空比由d(0<d<1)表示，并且用τ表示第二交流电压vin的脉冲波的振幅被获取的间隔(采样间隔)。

第二交流电压vin的脉冲波是失真的波形。此外，尽管为了描述本发明以简单的波形示出了第二交流电压vin的脉冲波，但是实际上它可以是复杂变化的波形。

第二交流电压vin的脉冲波变化的时刻和参考信号r变化的时刻是同步的。更详细地说，在参考信号r从负侧变为正侧并且经过规定时间(dt)之后，第二交流电压vin的脉冲波从负侧变为正侧。此外，在参考信号r从正侧变为负侧并且经过规定时间(dt)之后，第二交流电压vin的脉冲波从正侧变为负侧。

此外，参考信号r从负侧变为正侧的时刻和第二时钟信号p1a从正侧变为负侧的时刻是同步的。更详细地说，在参考信号r从负侧变为正侧并且经过规定时间之后，第二时钟信号p1a从正侧变为负侧。因此，可以基于参考信号r来规定第二时钟信号p1a从正侧变为负侧的时刻。

将第二时钟信号p1a从正侧变为负侧的时刻作为起点(时间t＝0)；在时间t＝τ的时刻处，第一时钟信号p1从正侧变为负侧。

换句话说，在紧接第二交流电压vin从负侧变为正侧之后的时刻“b”处，第一时钟信号p1从正侧变为负侧。在紧接第二交流电压vin从负侧变为正侧之前的时刻“a”处，第二时钟信号p1a从正侧变为负侧。

开关电容器电路部50在第一时钟信号p1从正侧变为负侧的时刻“b”(时间t＝τ)处获取第二交流电压vin。类似地，开关电容器电路部50在第二时钟信号p1a从正侧变为负侧的时刻“a”(时间t＝0)处获取第二交流电压vin。然后，开关电容器电路部50获取时刻“b”处的第二交流电压vin与时刻“a”处的第二交流电压vin之间的电压差。该电压差成为第二交流电压vin的脉冲波的振幅。

该电压差作为开关电容器电路部50的输出电压vout被输出。每当获取第二交流电压vin时，输出电压vout就增加，并且在时间t＝tr时被复位。

注意，尽管开关电容器电路部50在第一时钟信号p1和第二时钟信号p1a已经从正侧变为负侧的时刻处获取第二交流电压vin，但是开关电容器电路部50还可以在第一时钟信号p1和第二时钟信号p1a从负侧变为正侧的时刻处获取第二交流电压vin。

接下来，图3示出了开关电容器电路部50的实施例的电路图。如图3所示，开关电容器电路部50包括多个充电开关组(51-1、51-2)、多个放电开关组(52-1、52-2)、多个采样电容器组(53-1、53-2)和差分放大器55。

此外，开关电容器电路部50可以包括反馈电容器组54、输入端子(56-1、56-2)，输出端子(57-1、57-2)和接地组58。

多个充电开关组(51-1、51-2)布置于多个采样电容器组(53-1、53-2)与输入端子(56-1、56-2)之间或多个采样电容器组(53-1、53-2)和接地组58之间。

此外，多个放电开关组(52-1、52-2)布置于多个采样电容器组(53-1、53-2)与差分放大器55之间或多个采样电容器组(53-1，53-2)和接地组58之间。

差分放大器55布置于多个放电开关组(52-1、52-2)和输出端子(57-1、57-2)之间。

第二充电开关组51-2、反馈电容器组54和差分放大器55并行布置。

接下来，描述多个充电开关组(51-1、51-2)和多个放电开关组(52-1、52-2)的操作。每个充电开关组(51-1、51-2)对应于多个时钟信号中的任何一者。那么，在时钟信号已经变化的时刻，将与该时钟信号相对应的充电开关组(51-1、51-2)设置为导通或关断。

在该示例中，第一充电开关组51-1对应于第一时钟信号p1。第二充电开关组51-2对应于第二时钟信号p1a。在第一时钟信号p1已经变化的时刻处，第一充电开关组51-1被设置为导通或关断。在第二时钟信号p1a已经变化的时刻处，第二充电开关组51-2被设置为导通或关断。

此外，每个放电开关组(52-1、52-2)对应于多个时钟信号中的任何一者。然后，在时钟信号已经变化的时刻，将与该时钟信号相对应的放电开关组(52-1、52-2)设置为导通或关断。

在该示例中，第一放电开关组52-1对应于第一时钟信号p1。第二放电开关组52-2对应于第二时钟信号p1a。在第一时钟信号p1已经变化的时刻处，第一放电开关组52-1被设置为导通或关断。在第二时钟信号p1a已经变化的时刻处，第二放电开关组52-2被设置为导通或关断。

另外，每个采样电容器组(53-1、53-2)对应于多个时钟信号中的任何一者。

在该示例中，第一采样电容器组53-1对应于第一时钟信号p1。第二采样电容器组53-2对应于第二时钟信号p1a。

接下来，描述开关电容器电路部50的操作。第二交流电压vin(＝vinp-vinm)被输入到开关电容器电路部50，并且开关电容器电路部50输出输出电压vout(＝voutp-voutm)。

在充电时，连接到多个采样电容器组(53-1、53-2)的多个充电开关组(51-1、51-2)被设置为导通，并且连接到多个采样电容器组(53-1、53-2)的多个放电开关组(52-1、52-2)被设置为关断。由此，多个采样电容器组(53-1、53-2)对输入到开关电容器电路部50的第二交流电压vin进行充电。

在该示例中，连接到第一采样电容器组53-1的第一充电开关组51-1被设置为导通，并且连接到第一采样电容器组53-1的第一放电开关组52-1被设置为关断。由此，第一采样电容器组53-1对输入到开关电容器电路部50的第二交流电压vin进行充电。

类似地，在该示例中，连接到第二采样电容器组53-2的第二充电开关组51-2被设置为导通，并且连接到第二采样电容器组53-2的第二放电开关组52-2被设置为关断。由此，第二采样电容器组53-2对输入到开关电容器电路部50的第二交流电压vin进行充电。

另一方面，在放电时，连接到多个采样电容器组(53-1、53-2)的多个充电开关组(51-1、51-2)被设置为关断，并且连接到多个采样电容器组(53-1、53-2)的多个放电开关组(52-1、52-2)被设置为导通。由此，多个采样电容器组(53-1、53-2)使在多个采样电容器组(53-1、53-2)中被充电的第二交流电压vin放电。

在该示例中，在第二时钟信号p1a从正侧变为负侧的时刻(图2的时间t＝0)处，连接到第二采样电容器组53-2的第二充电开关组51-2被设置为关断，连接到第二采样电容器组53-2的第二放电开关组52-2被设置为导通。由此，第二采样电容器组53-2使在第二采样电容器组53-2中被充电的第二交流电压vin放电。

由此，开关电容器电路部50可以在图2的时间t＝0处获取第二交流电压vin(0)。

类似地，在该示例中，在第一时钟信号p1已经从正侧变为负侧的时刻(图2的时间t＝τ)，连接到第一采样电容器组53的第一充电开关组51-1-1被设置为关断，并且连接到第一采样电容器组53-1的第一放电开关组52-1被设置为导通。由此，第一采样电容器组53-1使在第一采样电容器组53-1中被充电的第二交流电压vin放电。

由此，开关电容器电路部50可以在图2的时间t＝τ处获取第二交流电压vin(τ)。

被放电的第二交流电压vin输入到差分放大器55。差分放大器55放大通过各采样电容器组而被放电的第二交流电压vin，并输出得到的电压。

在该示例中，差分放大器55放大通过第一采样电容器组53-1和第二采样电容器组53-2而被放电的第二交流电压vin，并输出得到的电压。

此时，开关电容器电路部50的输出电压va(参照图2)可以由下式(1)表示。cs表示采样电容器组(53-1，53-2)的电容。cf表示反馈电容器组54的电容。

va＝{vin(τ)-vin(0)}×cs/cf(1)

该{vin(τ)-vin(0)}是在第一时钟信号p1已经变化的时刻(时间t＝τ)处获取的第二交流电压vin(τ)与在第二时钟信号p1a已经变化的时刻(时间t＝0)处获取的第二交流电压vin(0)之间的电压差，并且是第二交流电压vin的脉冲波的振幅。

另外，该cs/cf是开关电容器电路部50的电压放大系数。

注意，在本实施例中，尽管获取了第二交流电压vin的脉冲波的上升沿(从负侧到正侧的变化)的振幅，但是也可以获取第二交流电压vin的脉冲波的下降沿(从正侧到负侧的变化)的振幅。

虽然即使第二交流电压vin的脉冲波的上升沿和下降沿中的任一者的振幅也能够单独地检测线圈之间的距离i，但是更优选地，开关电容器电路部50获取第二交流电压vin的脉冲波的上升沿和下降沿二者的振幅。

再次参照图1，除了上述的第一时钟信号和第二时钟信号之外，时钟信号生成电路部40还基于参考信号r将第三时钟信号和第四时钟信号传输到开关电容器电路部50，第三时钟信号在紧接第二交流电压vin的脉冲波已经从正侧变为负侧之后的时刻处变化，第四时钟信号在紧接第二交流电压vin的脉冲波从正侧变为负侧之前的时刻处变化。即，时钟信号生成电路部40将第一至第四时钟信号传输至开关电容器电路部50。

那么，将上述电压差{vin(τ)-vin(0)}定义为第一电压差。开关电容器电路部50获取第二电压差和第一电压差，第二电压差是在第三时钟信号已经变化的时刻处获取的第二交流电压vin与在第四时钟信号已经变化的时刻处获取的第二交流电压vin之间的电压差。现在将参照图4来描述上述操作。注意，省略对图4和图2的重叠部分的描述。

图4示出了第二交流电压vin的脉冲波的图像、由参考信号生成电路部30生成的参考信号r的时序图、由时钟信号生成电路部40生成的第一时钟信号p1、第二时钟信号p1a、第三时钟信号p2和第四时钟信号p2a的时序图，以及时钟信号生成电路部40的输出电压vout的脉冲波的图像。

参考信号r从正侧变为负侧的时刻和第四时钟信号p2a从正侧变为负侧的时刻是同步的。更详细地说，在参考信号r从正侧变为负侧并且经过规定时间之后，第四时钟信号p2a从正侧变为负侧。此外，可以基于占空比d来规定参考信号r从正侧变为负侧的时刻。因此，可以基于参考信号r和占空比d来规定第四时钟信号p2a从正侧变为负侧的时刻。

第二时钟信号p1a从正侧变为负侧的时刻被设为起点(时刻t＝0)；在时间t＝dt的时刻处，第四时钟信号p2a从正侧变为负侧。此外，在时间t＝dt+τ的时刻处，第三时钟信号p2从正侧变为负侧。

换句话说，在紧接第二交流电压vin已经从正侧变为负侧之后的时刻“d”处，第三时钟信号p2从正侧变为负侧。在紧接第二交流电压vin从正侧变为负侧之前的时刻“c”处，第四时钟信号p2a从正侧变为负侧。

注意，时间dt取决于占空比d。此外，时间dt+τ是将采样间隔τ与时间dt相加而获得的时间。

开关电容器电路部50在第三时钟信号p2已经从正侧变为负侧的时刻“d”(时间t＝dt+τ)处获取第二交流电压vin。类似地，开关电容器电路部50在第四时钟信号p2a已经从正侧变为负侧的时刻“c”(时间t＝dt)处获取第二交流电压vin。然后，开关电容器电路部50获取时刻“d”处的第二交流电压vin和时刻“c”处的第二交流电压vin之间的电压差(第二电压差)。

注意，尽管开关电容器电路部50在第三时钟信号p2和第四时钟信号p2a已经从正侧变为负侧的时刻处获取第二交流电压vin，但是开关电容器电路部50可以在第三时钟信号p2和第四时钟信号p2a已经从负侧变为正侧的时刻处获取第二交流电压vin。

接下来，图5示出了开关电容器电路部50的实施例的电路图。注意，省略了对图5和图3的重叠部分的描述。

如图5所示，开关电容器电路部50包括多个充电开关组(51-1至4)、多个放电开关组(52-1至4)、多个采样电容器组(53-1至4)以及差分放大器55。

此外，开关电容器电路部50可以包括反馈电容器组54、输入端子(56-1、56-2)、输出端子(57-1、57-2)和接地组58。

多个充电开关组(51-1至4)布置于多个采样电容器组(53-1至4)与输入端子(56-1、56-2)之间或多个采样电容器组(53-1至4)和接地组58之间。

此外，多个放电开关组(52-1至4)布置于多个采样电容器组(53-1至4)与差分放大器55之间或多个采样电容器组(53-1至4)和接地组58之间。

差分放大器55布置于多个放电开关组(52-1至4)和输出端子(57-1、57-2)之间。

第二充电开关组51-2、反馈电容器组54和差分放大器55并行布置。

接下来，描述多个充电开关组(51-1至4)和多个放电开关组(52-1至4)的操作。

第三充电开关组51-3对应于第三时钟信号p2。第四充电开关组51-4对应于第四时钟信号p2a。在第三时钟信号p2已经变化的时刻，第三充电开关组51-3被设置为导通或关断。在第四时钟信号p2a已经变化的时刻，第四充电开关组51-4被设置为导通或关断。

第三放电开关组52-3对应于第三时钟信号p2。第四放电开关组52-4对应于第四时钟信号p2a。在第三时钟信号p2已经变化的时刻，第三放电开关组52-3被设置为导通或关断。在第四时钟信号p2a已经变化的时刻，第四放电开关组52-4被设置为导通或关断。

第三采样电容器组53-3对应于第三时钟信号p2。第四采样电容器组53-4对应于第四时钟信号p2a。

接下来，描述开关电容器电路部50的操作。

在充电时，连接到第三采样电容器组53-3的第三充电开关组51-3被设置为导通，并且连接到第三采样电容器组53-3的第三放电开关组52-3被设置为关断。由此，第三采样电容器组53-3对输入到开关电容器电路部50的第二交流电压vin进行充电。

类似地，连接到第四采样电容器组53-4的第四充电开关组51-4被设置为导通，并且连接到第四采样电容器组53-4的第四充电开关组52-4被设置为关断。由此，第四采样电容器组53-4对输入到开关电容器电路部50的第二交流电压vin进行充电。

在放电时，在第四时钟信号p2a已经从正侧变为负侧的时刻(图4的时刻t＝dt)处，连接到第四采样电容器组53-4的第四充电开关组51-4被设置为关断，连接到第四采样电容器组53-4的第四放电开关组52-4被设置为导通。由此，第四采样电容器组53-4使在第四采样电容器组53-4中被充电的第二交流电压vin放电。

由此，开关电容器电路部50可以在图4的时间t＝dt处获取第二交流电压vin(dt)。

类似地，在第三时钟信号p2已经从正侧变为负侧的时刻(图4的时间t＝dt+τ)处，连接到第三采样电容器组53-3的第三充电开关组51-3被设置为关断，连接到第三采样电容器组53-3的第三充电开关组52-3被设置为导通。由此，第三采样电容器组53-3使在第三采样电容器组53-3中被充电的第二交流电压vin放电。

由此，开关电容器电路部50可以在图4的时间t＝dt+τ处获取第二交流电压vin(dt+τ)。

差分放大器55放大通过第一至第四采样电容器组(53-1至4)各者而被放电的第二交流电压vin，并输出得到的电压。

此时，开关电容器电路部50的输出电压va(见图4)可以由下式(2)表示。

va＝[{vin(τ)-vin(0)}-{vin(dt+τ)-vin(dt)}]×cs/cf(2)

该{vin(τ)-vin(0)}是在第一时钟信号p1已经变化的时刻(时间t＝τ)处获取的第二交流电压vin(τ)与在第二时钟信号p1a已经变化的时刻(时间t＝0)处获取的第二交流电压vin(0)之间的电压差(第一电压差)。

该{vin(dt+τ)-vin(dt)}是在第三时钟信号p2已经变化的时刻(时间t＝dt+τ)处获得的第二交流电压vin(dt+τ)与在第四时钟信号p2a已经变化的时刻(时间t＝dt)处获取的第二交流电压vin(dt)之间的电压差(第二电压差)，并且是第二交流电压vin的脉冲波的振幅。

即，开关电容器电路部50获取第一电压差和第二电压差之间的差分。换句话说，开关电容器电路部50获取第二交流电压vin的脉冲波的上升沿(从负侧到正侧的变化)的振幅和第二交流电压vin的脉冲波的下降沿(从正侧到负侧的变化)的振幅二者。

通常，该电压差随着依赖于寄生电阻、寄生电容或占空比d的第二交流电压vin的波形的失真而变化。然而，在本发明中，由于开关电容器电路部50获取第二交流电压vin的上升沿和下降沿二者的电压，因此可以减小这种依赖性。

此外，在本发明中，由于开关电容器电路部50获取第二交流电压vin的上升沿和下降沿二者的电压，因此输出电压vout大约是作为输入电压的第二交流电压vin的两倍。因此，增加了s/n比，并且可以降低dc偏移或噪声的影响。

2.根据本发明的第二实施例(a/d转换器)

在图6中示出了根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。注意，省略了对图6和图1的重叠部分的描述。

如图6所示，根据本发明的接近传感器还可以包括a/d转换器60。a/d转换器60将开关电容器电路部50的输出电压vout转换为数字信号，并且输出电压信号。

通过a/d转换器60将输出电压vout转换为数字信号来实现耦合系数的计算。

3.根据本发明的第三实施例(耦合系数计算部)

在图7中示出了根据本发明的接近传感器的实施例的整体构造图。注意，省略了对图7和图1的重叠部分的描述。

如图7所示，根据本发明的接近传感器还可以包括耦合系数计算部70。耦合系数计算部70基于a/d转换器60输出的电压信号来计算第一线圈10和第二线圈20的耦合系数k。

现在将描述用于计算耦合系数k的方法。感应电动势(第二交流电压vin)与第一线圈10和第二线圈20的互感m相关。如果流过第一线圈10的电流由δi1表示，并且该电流δi1流过的时间由δt表示，则第二交流电压vin可以通过下式(3)来计算。

vin＝m×δi1/δt(3)

如果第一线圈10的自感由l1表示，第二线圈20的自感由l2表示，则耦合系数k可以通过下式(4)来计算。

因此，耦合系数k和感应电动势vin之间的关系可以由下式(5)表示。

耦合系数k与第一线圈10和第二线圈20之间的距离i相关。因此，可以基于感应电动势(第二交流电压vin)来检测第一线圈10和第二线圈20之间的距离i。

注意，开关电容器电路部50可以具有a/d转换功能并且可以具有耦合系数计算功能。此外，a/d转换器60可以具有耦合系数计算功能。

4.根据本发明的第四实施例(负电容电路部)

图8示出了根据本发明的接近传感器的整体构造图。注意，省略了对图8和图1的重叠部分的描述。

如图8所示，根据本发明的接近传感器还可包括负电容电路部80。负电容电路部80可以减小第二交流电压vin所包含的且源自第二线圈20的寄生电容。

寄生电容是源自电子电路等中的元件的物理结构的电容分量。例如，在线圈的两端之间存在电势差的情况下，具有不同电势的彼此相邻的线圈表现为类似电容器的电极板并累积电荷。因此，会流动用于蓄电或放电的剩余电流。

在电压以相对较低的速度变化的低频电路中，这种剩余电流通常可以忽略不计。然而，在电压以相对较高的速度变化的高频电路中，该充电电流很大，并且会干扰电路的运行。结果，电压的脉冲波可以是失真的波形。

下面将参照图9对此进行描述。图9是第二交流电压vin的脉冲波的示例。

在图9中，vin1示出具有较大寄生电容的第二交流电压。因此，根据第二线圈20的物理结构，脉冲波可以是失真的波形。

vin2是具有较小寄生电容的第二交流电压。寄生电容减小，并且脉冲波的失真减小。

负电容电路部80使用负电容来减小输入的具有较大寄生电容的第二交流电压vin1所包含的寄生电容，并输出具有较小寄生电容的第二交流电压in2。由于第二交流电压in2的脉冲波的失真较小，因此，开关电容器电路50可以高精度地检测脉冲波的上升沿或下降沿的振幅。

注意，尽管在图8中负电容电路部80的输入端子和输出端子的数量分别为两个，但是它们也可以分别为一个。在负电容电路部80是差分配线的情况下，负电容电路部80的输入端子和输出端子的数量可以分别为两个。在负电容电路部80是单端配线的情况下，负电容电路部80的输入端子和输出端子的数量可以分别为一个。

现在将参考图10描述负电容电路部80的构造。图10是根据本发明的负电容电路部80的实施例的示意图。如图10所示，负电容电路部80至少包括放大部81和反馈电容器82。

放大部81具有将输入电压乘以“a”倍并输出所得电压的功能。“a”代表增益，并且是大于1的值。

当虚部用j表示、交流电的角频率用ω表示并且反馈电容器82的电容用cf表示时，负电容电路部80的输入阻抗zin可以用下式(6)表示。

zin＝-1/jωcf(a-1)(6)

因此，当将具有较大寄生电容的第二交流电压vin1输入到负电容电路部80时，第二交流电压vin所包含的寄生电容被负电容减小。结果，负电容电路部80可以输出具有较小寄生电容的第二交流电压in2。由此，减小了第二交流电压in2的脉冲波的失真，并且因此开关电容器电路50可以高精度地感测脉冲波的上升沿或下降沿的振幅。

在下文中，参照图11至图18描述负电容电路部80的实施例。图11是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。如图11所示，负电容电路部80至少包括差分放大器810、第一电阻器81a、第二电阻器81b、反馈电容器82、输入端子84和输出端子85。差分放大器810、第一电阻器81a和第二电阻器81b用作放大部81。注意，负电容电路部80可以通过使用例如负阻抗转换器(nic：negativeimpedanceconverter)等来获得。

反馈电容器82连接在差分放大器810所具有的非反相输入端子与差分放大器810所具有的输出端子之间。第二电阻器81b连接在差分放大器810所具有的反相输入端子与分放大器810所具有的输出端子之间。第二电阻器81b、第一电阻器81a和gnd依次串联连接。差分放大器810所具有的反相输入端子连接在第一电阻器81a和第二电阻器81b之间。

当第一电阻器81a的电阻值由ra表示并且第二电阻器81b的电阻值由rb表示时，增益“a”由下式(7)求出。

a＝1+rb/ra(7)

因此，通过将上式(7)应用于上式(6)，可以通过下式(8)求出负电容电路部80的输入阻抗zin。

zin＝-1/(jωcfrb/ra)(8)

因此，当将具有较大寄生电容的第二交流电压vin1输入到负电容电路部80时，第二交流电压vin中包含的寄生电容被负电容减小。结果，负电容电路部80可以输出具有较小寄生电容的第二交流电压in2。由此，减小了第二交流电压in2的脉冲波的失真，因此，开关电容器电路50可以高精度地感测脉冲波的上升沿或下降沿的振幅。

为了稳定输入到负电容电路部80的第二交流电压vin，负电容电路部80可以进一步包括偏置电阻器。偏置电阻器是具有稳定交流电压的功能的电阻器。

下面将参照图12进行描述。图12是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。如图12所示，负电容电路部80还包括一个偏置电阻器83。偏置电阻器83的一个端子连接在输入端子84和差分放大器810所具有的非反相输入端子之间。

输入的第二交流电压vin可以通过施加给开关电阻器83的规定电压来稳定。

顺便提及，图11所示的负电容电路部80连接到单端配线。因此，负电容电路部80包括一个输入端子84和一个输出端子85。

另一方面，负电容电路部80可以连接至差分配线。现在将参照图13描述连接到差分配线的负电容电路部80。图13是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。如图13所示，负电容电路部80至少包括第一差分放大器810a、第二差分放大器810b、第一电阻器81a、两个第二电阻器(81ba，81bb)、第一反馈电容器82a、第二反馈电容器82b、第一输入端子84a、第二输入端子84b、第一输出端子85a和第二输出端子85b。两个差分放大器(810a，810b)、第一电阻器81a和两个第二电阻器(81ba，81bb)用作放大部81。

第一反馈电容器82a连接在第一差分放大器810a所具有的非反相输入端子和第一差分放大器810a所具有的输出端子之间。第二电阻器81ba连接在第一差分放大器810a所具有的反相输入端子和第一差分放大器810a所具有的输出端子之间。

第二反馈电容器82b连接在第二差分放大器810b所具有的非反相输入端子和第二差分放大器810b所具有的输出端子之间。第二电阻器81bb连接在第二差分放大器810b所具有的反相输入端子和第二差分放大器810b所具有的输出端子之间。

第二电阻器81ba、第一电阻器81a和第二电阻器81bb依次串联连接。第一差分放大器810a所具有的反相输入端子连接在第一电阻器81a和第二电阻器81ba之间。第二差分放大器810b所具有的反相输入端子连接在第一电阻器81a和第二电阻器81bb之间。

当第一电阻器81a的电阻值由2ra表示并且两个第二电阻器(82ba，82bb)中的每一个的电阻值由rb表示时，负电容电路部80的输入阻抗zin由上式(8)求出。

为了使输入到负电容电路部80的第二交流电压vin稳定，负电容电路部80可以进一步包括偏置电阻器。

现在将参照图14对此进行描述。图14是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。如图14所示，负电容电路部80还包括第一偏置电阻器83a和第二偏置电阻器83b。

第一偏置电阻器83a和第二偏置电阻器83b串联连接。第一偏置电阻器83a的一个端子连接在第一输入端子84a与第一差分放大器810a所具有的非反相输入端子之间。第二偏置电阻器83b的一个端子连接在第二输入端子84b和第二差分放大器810b所具有的非反相输入端子之间。

输入的第二交流电压vin可以通过向两个偏置电阻器(83a，83b)中的每一个施加规定电压来稳定。

下面，将参照图15描述负电容电路部80的另一个实施例。图15是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。如图14所示，负电容电路部80包括至少第一晶体管81ma、第二晶体管81mb、第一电阻器81ra、第二电阻器81rb和反馈电容器82。两个晶体管(81ma，81mb)和两个电阻器(81ra，81rb)用作放大部81。

第一晶体管81ma和第二晶体管81mb可以使用例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet：metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor)等获得。该mosfet可以是例如n型mosfet或p型mosfet。在下文中，描述第一晶体管81ma和第二晶体管81mb是n型mosfet的实施例。

反馈电容器82连接在第一晶体管81ma所具有的栅极和第二晶体管81mb所具有的漏极之间。第一晶体管81ma所具有的漏极和第二晶体管81mb所具有的栅极连接在一起。第一电阻器81ra连接在第一晶体管81ma所具有的漏极与vdd之间。第二电阻器81rb连接在第二晶体管81mb所具有的漏极与vdd之间。

当第一晶体管81ma和第二晶体管81mb各者的互导由gm表示并且第一电阻器81ra和第二电阻器81rb各者的电阻值由rl表示时，增益“a”由式(9)求出。

a＝gm²rl²(9)

因此，通过将上式(9)应用于上式(6)，可以通过下式(10)求出负电容电路部80的输入阻抗zin。

zin＝-1/(jωcfgm²rl²-1)(10)

因此，当将具有较大寄生电容的第二交流电压vin1输入到负电容电路部80时，第二交流电压vin中包括的寄生电容被负电容减小。结果，负电容电路部80可以输出具有较小寄生电容的第二交流电压in2。由此，减小了第二交流电压in2的脉冲波的失真，并且因此开关电容器电路50可以高精度地感测脉冲波的上升沿或下降沿的振幅。

注意，在第一晶体管81ma和第二晶体管81mb是p型mosfet的情况下，可以在第一晶体管81ma所具有的源极与gnd之间连接电阻器。类似地，可以在第二晶体管81mb所具有的源极与gnd之间连接电阻器。

为了使输入到负电容电路部80的第二交流电压vin稳定，负电容电路部80可以进一步包括偏置电阻器。

现在将参照图16进行描述。图16是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。如图16所示，负电容电路部80还包括一个偏置电阻器83。

偏置电阻器83的一个端子连接在输入端子84和第一晶体管81ma之间。

输入的第二交流电压vin可以通过施加给偏置电阻器83的规定电压来稳定。

顺便提及，图15所示的负电容电路部80连接到单端配线。因此，负电容电路部80包括一个输入端子84和一个输出端子85。

另一方面，负电容电路部80可以连接到差分配线。现在将参照图17描述连接到差分配线的负电容电路部80。图17是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。注意，省略了该构造的详细描述。

当用gm表示四个晶体管(81maa、81mba、81mab、81mbb)各者的互导并且用rl表示四个电阻器(81raa、81rba、81rab、81rbb)各者的电阻值时，负电容电路部80的输入阻抗zin由上式(10)求出。

为了使输入到负电容电路部80的第二交流电压vin稳定，负电容电路部80可以进一步包括偏置电阻器。

下面，将参照图18对此进行描述。图18是根据本发明的负电容电路部80的实施例的电路图。注意，省略了该构造的详细描述。

输入的第二交流电压vin可以通过向两个偏置电阻器(83a，83b)的每一个施加规定电压来稳定。

注意，偏置电阻器的位置不限于图中所示的位置。偏置电阻器的放置位置可以是使第二线圈20输出的第二交流电压vin稳定的任何位置。此外，在第二线圈20具有中心抽头的情况下，可以通过向中心抽头施加规定电压来使第二交流电压vin稳定。

注意，本说明书中描述的效果仅是示例，而不是限制性的，并且可以表现出其他效果。

另外，本发明还可以如下构造。

[1]一种接近传感器，其包括：

参考信号生成电路部30；

第一线圈；

第二线圈；

时钟信号生成电路部；和

开关电容器电路部，

其中，所述参考信号生成电路部30将第一交流电压施加至所述第一线圈并将与所述第一交流电压同步的参考信号传输至所述时钟信号生成电路部，

通过磁场耦合而与所述第一线圈耦合的所述第二线圈生成第二交流电压，所述第二交流电压与所述第一线圈和所述第二线圈的耦合系数相关，

所述时钟信号生成电路部将与所述参考信号相对应的多个时钟信号传输至所述开关电容器电路部，并且

所述开关电容器电路部通过在多个所述时钟信号各者变化的时刻处获取所述第二交流电压来检测所述第一线圈和所述第二线圈之间的距离。

[2]根据[1]所述的接近传感器，其中，

基于所述参考信号，所述时钟信号生成电路部向所述开关电容器电路部传输第一时钟信号和第二时钟信号，所述第一时钟信号在紧接所述第二交流电压已经从负侧变为正侧之后的时刻处变化，所述第二时钟信号在紧接所述第二交流电压从所述负侧变为所述正侧之前的时刻处变化，并且

所述开关电容器电路部获取在所述第一时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压和在所述第二时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压之间的电压差。

[3]根据[1]或[2]所述的接近传感器，其中，

所述开关电容器电路部包括：

多个充电开关，

多个放电开关，

多个采样电容器，以及

差分放大器。

[4]根据[3]所述的接近传感器，其中，

所述充电开关每者对应于多个所述时钟信号中的任何一者，并且与所述时钟信号相对应的所述充电开关在所述时钟信号已经变化的时刻被设置为导通或关断，

所述放电开关每者对应于多个所述时钟信号中的任何一者，并且与所述时钟信号相对应的所述放电开关在所述时钟信号已经变化的时刻被设置为导通或关断，

所述采样电容器每者对应于多个所述时钟信号中的任何一者，并且输入到所述开关电容器电路部的所述第二交流电压通过连接到所述采样电容器的所述充电开关被设置为导通并且连接到所述采样电容器的所述放电开关被设置为关断而被充电，并且所述第二交流电压通过连接到所述采样电容器的所述充电开关被设置为关断并且连接到所述采样电容器的所述放电开关被设置为导通而被放电，并且

所述差分放大器放大被各所述采样电容器放电的所述第二交流电压并输出得到的电压。

[5]根据[2]所述的接近传感器，其中，

基于所述参考信号，所述时钟信号生成电路部向所述开关电容器电路部传输第三时钟信号和第四时钟信号，所述第三时钟信号在紧接所述第二交流电压已经从所述正侧变为所述负侧之后的时刻处变化，所述第四时钟信号在紧接所述第二交流电压从所述正侧变为所述负侧之前的时刻处变化，并且

所述电压差被视为第一电压差，并且

所述开关电容器电路部获取第二电压差以及所述第一电压差，所述第二电压差为在所述第三时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压和在所述第四时钟信号已经变化的时刻处获取的所述第二交流电压之间的电压差。

[6]根据[5]所述的接近传感器，其中，

所述开关电容器电路部获取所述第一电压差和所述第二电压差之间的差分。

[7]根据[1]至[6]中任一项所述的接近传感器，

其还包括a/d转换器，其中，

所述a/d转换器将所述开关电容器电路部的输出电压转换为数字信号并输出电压信号。

[8]根据[7]所述的接近传感器，

其还包括耦合系数计算部，其中，

所述耦合系数计算部基于所述电压信号来计算所述第一线圈和所述第二线圈的所述耦合系数。

[9]根据[1]至[8]中任一项所述的接近传感器，

其还包括负电容电路部，其中，

所述负电容电路部减小所述第二交流电压所包含的且源自所述第二线圈的寄生电容。

附图标记的列表

10第一线圈

20第二线圈

30参考信号生成电路部

40时钟信号生成电路部

50开关电容器电路部

51-1第一充电开关组

51-2第二充电开关组

51-3第三充电开关组

51-4第四充电开关组

52-1第一放电开关组

52-2第二放电开关组

52-3第三放电开关组

52-4第四放电开关组

53-1第一采样电容器组

53-2第二采样电容器组

53-3第三采样电容器组

53-4第四采样电容器组

54反馈电容器组

55差分放大器

56-1输入端子

56-2输入端子

57-1输出端子

57-2输出端子

58接地

60a/d转换器

70耦合系数计算部

80负电容电路部

81放大部

82反馈电容器

vr第一交流电压

vin第二交流电压

vout输出电压

f磁场

k耦合系数

i线圈之间的距离

r参考信号

p1第一时钟信号

p1a第二时钟信号

p2第三时钟信号

p2a第四时钟信号

t周期

d占空比

τ采样间隔

a至d时刻

cs采样电容器的电容

cf反馈电容器的电容