Doherty功率放大器及Doherty功率放大器的设计方法与流程

本发明实施例涉及半导体技术领域，尤其涉及一种doherty功率放大器及doherty功率放大器的设计方法。

背景技术：

多赫尔蒂(doherty)功率放大器是无线通信系统目前最为广泛应用的一种高功率放大器。传统的doherty功率放大器包括：主功率放大器和辅功率放大器；还包括：在主功率放大器与功率合成点之间放置的四分之一波长传输线，其中，doherty功率放大器基本思想是有源负载牵引，具体为：主功率放大器工作在b类或者ab类，辅功率放大器工作在c类，主功率放大器一直工作，辅功率放大器到设定的峰值才工作。主功放后面的四分之一波长传输线主要用于阻抗变换，目的是在辅助功放工作时，起到将主功放的视在阻抗减小的作用，保证辅助功放工作的时候和后面的电路组成的有源负载阻抗变低，这样主功放输出电流变大，使得整个doherty功放一直处于高效率的工作状态。

然而，四分之一波长传输线对于谐波频率点，其阻抗变换效果无法控制，使得doherty功率放大器无法达到谐波抑制效果。

技术实现要素：

本发明实施例提供一种doherty功率放大器及doherty功率放大器的设计方法，以实现doherty功率放大器谐波抑制的效果。

第一方面，本发明实施例提供了一种doherty功率放大器，该doherty功率放大器包括：信号输入端、信号输出端、功分器、主功率放大器、辅功率放大器、阻抗变换模块和相位补偿器；

所述主功率放大器和所述辅功率放大器并联；

所述功分器包括功分输入端、第一功分输出端和第二功分输出端；

所述功分输入端与所述信号输入端电连接，所述第一功分输出端与所述主功率放大器的输入端电连接，所述主功率放大器的输出端与所述阻抗变换模块的第一端电连接；

所述第二功分输出端与所述辅功率放大器的输入端之间设置有所述相位补偿器，所述阻抗变换模块的第二端与所述辅功率放大器的输出端电连接后与所述信号输出端电连接；

其中，所述阻抗变换模块包括第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容和并联电容，所述第一耦合电感和所述第二耦合电感互感耦合设置；

所述第一耦合电感的第一端与所述并联电容的第一端电连接后与所述主功率放大器的输出端电连接；所述第一耦合电感的第二端与所述串联电容的第一端电连接，所述串联电容的第二端接地；所述第二耦合电感的第一端与所述并联电容的第二端电连接后与所述信号输出端电连接，所述第二耦合电感的第二端与所述串联电容的第一端电连接。

可选的，所述第一耦合电感、所述第二耦合电感、所述串联电容和所述并联电容满足以下关系：

其中，所述zapn为所述阻抗变换模块的预设特性阻抗值；所述m为所述第一耦合电感与所述第二耦合电感之间的耦合系数；所述l为所述第一耦合电感及所述第二耦合电感的电感值；所述cp为所述并联电容的电容值，所述cs为所述串联电容的电容值；所述为所述阻抗变换模块的插入相位；所述f为所述阻抗变换模块的预设工作基频。

可选的，所述功分器包括威尔金森功分器。

可选的，所述相位补偿器包括四分之一波长传输线。

可选的，所述主功率放大器工作在ab类，所述辅功率放大器工作在b类。

第二方面，本发明实施例还提供了一种doherty功率放大器的设计方法，所述doherty功率放大器包括：包括：信号输入端、信号输出端、功分器、主功率放大器、辅功率放大器、阻抗变换模块和相位补偿器；

所述主功率放大器和所述辅功率放大器并联；

所述功分器包括功分输入端、第一功分输出端和第二功分输出端；

所述功分输入端与所述信号输出端电连接，所述第一功分输出端与所述主功率放大器的输入端电连接，所述主功率放大器的输出端设置有所述阻抗变换模块；

所述第二功分输出端与所述辅功率放大器的输入端之间设置有所述相位补偿器；

所述阻抗变换模块包括第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容和并联电容，所述第一耦合电感和所述第二耦合电感互感耦合设置；

所述第一耦合电感的第一端与所述并联电容的第一端电连接后与所述主功率放大器的输出端电连接；所述第一耦合电感的第二端与所述串联电容的第一端电连接，所述串联电容的第二端接地；所述第二耦合电感的第一端与所述并联电容的第二端电连接后与所述信号输出端电连接，所述第二耦合电感的第二端与所述串联电容的第一端电连接；

所述方法包括：确定所述阻抗变换模块的预设特性阻抗值、所述阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、所述工作基频处的所述阻抗变换模块预设插入相位以及所述目标谐波频率处的所述阻抗变换模块插入相位；

根据所述阻抗变换模块的预设特性阻抗值、所述阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、所述工作基频处的所述阻抗变换模块预设插入相位以及所述目标谐波频率处的所述阻抗变换模块插入相位以及预设公式，确定所述第一耦合电感及所述第二耦合电感的电感值，所述第一耦合电感与所述第二耦合电感之间的耦合系数，所述并联电容的电容值，所述串联电容的电容值。

可选的，所述预设公式包括：

其中，所述zapn为所述阻抗变换模块的预设特性阻抗值；所述m为所述第一耦合电感与所述第二耦合电感之间的耦合系数；所述l为所述第一耦合电感及所述第二耦合电感的电感值；所述cp为所述并联电容的电容值，所述cs为所述串联电容的电容值；所述为所述阻抗变换模块的预设插入相位；所述f为所述阻抗变换模块的预设工作基频。

可选的，确定所述阻抗变换模块的预设特性阻抗值，包括：

根据负载阻抗确定所述阻抗变换模块的预设特性阻抗值。

可选的，确定所述目标谐波频率处的所述阻抗变换模块插入相位，包括：

根据所述阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、所述工作基频处的所述阻抗变换模块预设插入相位采用仿真扫描方式确定所述目标谐波频率的插入相位。

可选的，根据所述阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、所述工作基频处的所述阻抗变换模块预设插入相位采用仿真扫描方式确定所述目标谐波频率的插入相位，具体包括：

确定所述工作基频处的所述阻抗变换模块预设插入相位计算第一中间量γ1，其中，

设定所述目标谐波频率的插入相位为变量设置第二中间变量γ2，其中，

计算γ2的扫描范围h2，其中，

在扫描范围h2范围中确定γ2；

根据γ2计算得到所述目标谐波频率的插入相位

其中，f1为所述阻抗变换模块的工作基频，f2为所述目标谐波频率。

本实施例提供的技术方案，通过包括第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容以及并联电容的阻抗变换模块代替传统四分之一波长传输线，由于设置阻抗变换模块特征阻抗与设计所用的传统四分之一波长传输线特征阻抗相同，如此，既可以起到阻抗变换的作用，同时还可以抑制谐波，且还可通过对第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容以及并联电容的相关参数进行调整，达到抑制不同频点谐波的效果。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种doherty功率放大器的结构示意图；

图2是本发明实施例提供的一种阻抗变换模块的结构示意图；

图3是本发明实施例提供的一种doherty功率放大器的设计方法的流程图；

图4是本发明实施例提供的又一种doherty功率放大器的结构示意图；

图5是本发明实施例提供的一种仿真输出三阶与五阶谐波的输出幅度图；

图6是现有技术中一种doherty功率放大器的输出频谱图；

图7是本发明实施例提供的一种doherty功率放大器的输出频谱图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

图1是本发明实施例提供的一种doherty功率放大器的结构示意图，图2是本发明实施例提供的一种阻抗变换模块的结构示意图，如图1和图2所示，doherty功率放大器，包括：信号输入端10、信号输出端20、功分器30、主功率放大器40、辅功率放大器50、阻抗变换模块60和相位补偿器70；主功率放大器40和辅功率放大器50并联；功分器30包括功分输入端、第一功分输出端和第二功分输出端；功分输入端与信号输入端10电连接，第一功分输出端与主功率放大器40的输入端电连接，主功率放大器40的输出端与阻抗变换模块60的第一端电连接；第二功分输出端与辅功率放大器50的输入端之间设置有相位补偿器70，阻抗变换模块60的第二端与辅功率放大器50的输出端电连接后与信号输出端20电连接；其中，阻抗变换模块60包括第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63和并联电容64，第一耦合电感61和第二耦合电感62互感耦合设置；第一耦合电感61的第一端与并联电容64的第一端电连接后与主功率放大器40的输出端电连接；第一耦合电感61的第二端与串联电容63的第一端电连接，串联电容63的第二端接地；第二耦合电感62的第一端与并联电容64的第二端电连接后与信号输出端20电连接，第二耦合电感62的第二端与串联电容63的第一端电连接。

其中，doherty功率放大器的输入信号端10输入的主路信号由功分器30分为两路，分别从功分器30的第一功分输出端和第二功分输出端输出，以完成功率分配功能，功分器30的第一功分输出端和第二功分输出端的功率之和与功分输入端输入信号的功率相同；其中一路由主功率放大器40和阻抗变换模块60组成，另一路由相位补偿器70和辅功率放大器50组成。

具体的，相位补偿器70用于实现主功率放大器40和辅功率放大器50的相位匹配。阻抗变换模块60具有一定的特性阻抗值，设置阻抗变换模块60的特性阻抗与传统的四分之一波长传输线特性阻抗相同，用于阻抗变换，在辅功率放大器50工作时，起到将主功率放大器40的视在阻抗减小的作用，保证辅功率放大器50工作的时候和后面的电阻组成的有源负载阻抗变低，这样主功放输出电流变大，使得整个doherty功率放大器一直处于高效率的工作状态。

具体的，在本实施例中，阻抗变换模块60包括第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63和并联电容64，根据需要抑制的目标谐波，得到第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63以及并联电容64相关参数，达到抑制谐波的作用。即本实施例通过设置阻抗变化模块60特征阻抗与传统的四分之一传输线特征阻抗相同，既可以阻抗变换，在辅功率放大器工作时，起到将主功率放大器的视在阻抗减小，保证辅功率放大器工作的时候和后面的电路组成的有源负载阻抗变低；同时还可以达到抑制谐波的作用；且可通过对第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63和并联电容64相关参数的调整，可达到抑制多个频点的谐波的效果。

可选的，功分器30包括威尔金森功分器。

可选的，相位补偿器70包括四分之一波长传输线。

可选的，主功率放大器40和辅功率放大器50的设计方法较多，例如，主功率放大器40采用classab类功放，辅功率放大器50采用classb类功放。

本实施例提供的技术方案，通过包括第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容以及并联电容的阻抗变换模块代替传统四分之一波长传输线，由于设置阻抗变换模块特性阻抗与设计所用的传统四分之一波长传输线特性阻抗相同，如此，既可以起到阻抗变换的作用，同时还可以抑制谐波，且可通过对第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容以及并联电容的相关参数进行调整，达到抑制不同频点谐波的效果，扩大doherty功率放大器的应用范围。

可选的，第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63和并联电容64满足以下关系：

其中，zapn为阻抗变换模块的预设特性阻抗值；m为第一耦合电感与第二耦合电感之间的耦合系数；l为第一耦合电感及第二耦合电感的电感值；cp为并联电容的电容值，cs为串联电容的电容值；为阻抗变换模块的预设插入相位；f为阻抗变换模块的预设工作基频。

具体的，当确定阻抗变换模块的预设特性阻抗值zapn、阻抗变换模块的工作基频、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位需要抑制的目标谐波频率以及目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位之后，即可通过上述公式确定并联电容64的电容值、串联电容63的电容值、第一耦合电感61和第二耦合电感62的电感值以及耦合系数m。由于阻抗变换模块的预设特性阻抗值zapn、阻抗变换模块的工作基频以及工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位可直接确定，可根据需要抑制的目标谐波频率以及目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位调整第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63和并联电容64，可以达到抑制不同频点谐波的效果。

基于同样的发明构思，本发明实施例还提供了一种doherty功率放大器的设计方法，所述方法用于确定上述实施例中阻抗变换模块中的第一耦合电感和第二耦合电感的电感值、串联电容和并联电容的电容值。如图3所示，doherty功率放大器的设计方法包括：

s110、确定阻抗变换模块的预设特性阻抗值、阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位以及目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位；

其中，doherty功率放大器包括：包括：信号输入端、信号输出端、功分器、主功率放大器、辅功率放大器、阻抗变换模块和相位补偿器；主功率放大器和所述辅功率放大器并联；功分器包括功分输入端、第一功分输出端和第二功分输出端；功分输入端与信号输出端电连接，第一功分输出端与主功率放大器的输入端电连接，主功率放大器的输出端设置有阻抗变换模块；第二功分输出端与辅功率放大器的输入端之间设置有相位补偿器；阻抗变换模块包括第一耦合电感、第二耦合电感、串联电容和并联电容，第一耦合电感和第二耦合电感互感耦合设置；第一耦合电感的第一端与并联电容的第一端电连接后与主功率放大器的输出端电连接；第一耦合电感的第二端与串联电容的第一端电连接，串联电容的第二端接地；第二耦合电感的第一端与并联电容的第二端电连接后与信号输出端电连接，第二耦合电感的第二端与串联电容的第一端电连接。

具体的，阻抗变换模块的预设特性阻抗值可根据负载阻抗进行确定，且阻抗变换模块的特性阻抗与传统的四分之一波长传输线特性阻抗相同；例如，可在基于传统四分之一传输线形式的主功率放大器阻抗变换设计完成后，将主功率放大器的四分之一波长传输线替换为本发明所提出的带有谐波频点阻抗独立调整的阻抗变换模块。

具体的，目标谐波频率可以为选定的大于工作基频的频率点，例如可以为三阶谐波。工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位与传统四分之一传输线的插入相位相同，例如为±90°。

具体的，可基于阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位采用计算的方式确定目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位。

可选的，确定目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位，包括：根据阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位采用仿真扫描的方式确定标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位。即本实施例采用仿真扫描的方式确定目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位可简化计算步骤。

在上述方案的基础上，可选的，根据阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位采用仿真扫描方式确定目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位，具体包括：确定工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位计算第一中间量γ1，其中，设定目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位为变量设置第二中间变量γ2，其中，计算γ2的扫描范围h2，其中，在扫描范围h2范围中确定γ2；根据γ2计算得到目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位其中，f1为阻抗变换模块的选定的工作频点，f2为目标谐波频率。

具体的，为了简化运算，引入第一中间量γ1和第二中间变量γ2；具体的，设置工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位计算第一中间量γ1，其中，设定目标谐波频率的插入相位为变量设置第二中间变量γ2，其中，计算γ2的扫描范围h2，其中，仿真扫描h2范围中不同γ2值所对应的目标谐波点输出幅度，找到满足设计要求的γ2的扫描，选定γ2，然后根据γ2的取值即本实施例通过仿真扫描的方式确定目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位相比于现有技术中的计算方式简化步骤，提高效率。

s120、根据阻抗变换模块的预设特性阻抗值、阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位以及目标谐波频率处的阻抗变换模块插入相位以及预设公式，确定第一耦合电感及第二耦合电感的电感值，第一耦合电感与第二耦合电感之间的耦合系数，并联电容的电容值，串联电容的电容值。

可选的，预设公式包括：

其中，zapn为阻抗变换模块的预设特性阻抗值；m为第一耦合电感与第二耦合电感之间的耦合系数；l为第一耦合电感及第二耦合电感的电感值；cp为并联电容的电容值，cs为串联电容的电容值；为阻抗变换模块的预设插入相位；f为阻抗变换模块的预设工作基频。

具体的，当确定阻抗变换模块的特性阻抗、阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位以及目标谐波频率的插入相位之后，需要说明的是，为了简化计算，此步骤同样引入第一中间变量γ1和第二中间变量γ2，其中，将阻抗变换模块的特性阻抗、阻抗变换模块的工作基频、目标谐波频率、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位以及目标谐波频率的插入相位带入基于预设公式计算得到的下述公式中：

计算中间变量：

进而得到：

其中，zt为阻抗变换模块的特性阻抗；f1为阻抗变换模块的选定的一工作基频；f2为目标谐波频率；为阻抗变换模块的插入相位；为目标谐波频率处的阻抗变换模块的插入相位。即得到第一耦合电感61和第二耦合电感62的电感值l，串联电容63的电容值cs和并联电容64的电容值cp；

以下结合具体实施方式进行说明，但不构成对本申请的限定。

如设置850mhzdoherty功率放大器中的阻抗变换模块的第一耦合电感61、第二耦合电感62、串联电容63和并联电容64的值，图4是本发明实施例提供的又一种doherty功率放大器的结构示意图，本实施例提供是一个带有谐波抑制的850mhzdoherty功率放大器。如图4所示，该doherty功率放大器不仅包括上述实施例中的信号输入端10、信号输出端20、功分器30、主功率放大器40、辅功率放大器50、阻抗变换模块60和相位补偿器70，还包括主路驱动放大器80和辅路驱动放大器90，其中，主路驱动放大器80设置在第一功分输出端和主功率放大器40的输入端之间，辅路驱动放大器90设置在相位补偿器70和辅功率放大器50的输入端之间。

其中，可在基于传统四分之一波长传输线形式的主功率放大器阻抗变换设计完成后，将主功率放大器的四分之一波长传输线替换为本上述实施例中的带有谐波频点阻抗独立调整的阻抗变换模块。

具体的，步骤1、先设置阻抗变换模块的特征阻抗与设计所用四分之一波长传输线特征阻抗相同；

步骤2、然后设置基频f1＝850mhz，此处关注三阶谐波与五阶谐波，设置f2＝2.55ghz＝3*f1；

步骤3、然后设置基频插入相位计算可得第一中间量γ1＝±1；

步骤4、设定目标谐波频率f2处插入相位为变量设置第二中间变量γ2；

步骤5、计算γ2的扫描范围或

步骤6、在步骤5所述范围中，扫描γ2，仿真输出三阶与五阶谐波的输出幅度。

如图5所示，其中，m8代表三次谐波输出幅度，m9代表五次谐波输出幅度，三次谐波输出幅度最低点出现在γ2＝-1.54处，此处三阶谐波输出相对基波抑制为36dbc。

步骤7、计算

步骤8、然后将阻抗变换模块的特性阻抗、阻抗变换模块的工作基频f1、目标谐波频率f2、工作基频处的阻抗变换模块预设插入相位以及目标谐波频率的插入相位带入基于预设公式计算得到的下述公式中：

得到cp＝51.56pf，cs＝8.475pf，l＝534.1ph，m＝-110.4ph，由此完成阻抗变换模块的设置。

图6是现有技术中一种doherty功率放大器的输出频谱图，图7是本发明实施例提供的一种doherty功率放大器的输出频谱图。图6和图7中m2代表基波的输出幅度，m3代表三阶谐波的输出幅度，m4代表五阶谐波的输出幅度；从图6和图7可以看出，使用传统四分之一波长传输线作为阻抗变换模块的doherty功率放大器的输出频谱图中，基波、三阶谐波以及五阶谐波的输出幅度分别为34.006dbm、3.971dbm、6.709dbm。采用本发明实施例的阻抗变换模块后，如图7所示，doherty功率放大器的输出频谱图中，基波、三阶谐波以及五阶谐波的输出幅度分别为34.007dbm、4.075dbm、-2.474dbm。即根据图6和图7可以看出相比于传统的四分之一波长传输线作为阻抗变换模块，本发明使用的阻抗变换模块在保证基波和三阶谐波幅度不变的情况下，降低了五阶谐波幅度达到9db，实现了谐波抑制的效果。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。