温度补偿方法和辅助电路、压控振荡装置与流程

本发明涉及集成电路技术领域，特别是涉及一种温度补偿方法和辅助电路，以及压控振荡装置。

背景技术：

压控振荡器(voltagecontrolledoscillator，vco)是一种输出频率受输入电压控制的振荡电路，压控振荡器的输出频率是输入信号电压的函数。压控振荡器的应用极为广泛，例如用于产生各类通信系统中的时钟，各种高速数据传输系统中的振荡电路、锁相环(pll)中的振荡电路等。

压控振荡器是以上应用中的重要电路模块，其主要性能要求是宽频率调节范围和低相位噪声。此外，压控振荡器的输出频率随温度变化的稳定性也是极为重要的指标，该指标的下降会导致压控振荡器所应用的电路或系统性能下降，甚至功能丧失。例如，压控振荡器的输出频率因为环境温度较大幅度变化时，锁相环频率有可能发生短暂失锁或长时间失锁。虽然锁相环失锁后可以被检测到并自动重新启动锁定过程，但这一段失锁时间对于通信系统而言通常是不可接受的。

因此，现有技术采用了对压控振荡器进行温度补偿方法，例如在压控振荡器中增加温度补偿电路，然而温度补偿电路的引入对压控振荡器相位噪声性能带来恶化，增加了压控振荡器的振荡回路的复杂度，同时降低了压控振荡器的最高可调频率范围。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种温度补偿方法和辅助电路，以及压控振荡装置，以期提高压控振荡器的性能。

该温度补偿辅助电路，包括：转换模块和电压选择模块，其中，所述转换模块的输入端用于温度信息的输入，所述转换模块用于将所述温度信息转换为控制信号，并输出所述控制信号；所述电压选择模块耦接所述转换模块，且在所述转换模块输出的所述控制信号的作用下，选择电压，并输出所述选择的电压。

进一步的，不同的温度范围对应不同的电压，所述电压选择模块在所述控制信号的作用下，选择所述温度信息所表示的温度所在的温度范围对应的电压。

进一步的，所述转换模块包括译码器，所述译码器的输入端用于所述温度信息的输入，所述译码器将所述温度信息译码为所述控制信号，所述译码器包括n个输出端，n个输出端在同一时刻有一个为使能有效；且，所述电压选择电路包括电阻阵列和开关阵列，其中，所述电阻阵列包括串联于电压源和接地端之间的多个电阻，所述开关阵列包括n个开关，分别受控于所述译码器的n个输出端输出的信号，每个开关的一端用于所述选择的电压的输出端，另一端耦接于所述电阻阵列中两个电阻之间，且每个开关在所述电阻阵列中耦接的位置不同，其中n为大于1的正整数。

进一步的，所述的电路还包括：第一开关和第二开关，分别受控于互为取反的第一信号和第二信号，所述第一开关在所述第一信号的控制下接通时，所述温度补偿辅助电路的输出电压为所述选择的电压，所述第二开关在所述第二信号的控制下接通时，所述温度补偿辅助电路的输出电压为锁相环pll环路滤波器电压。

本发明还提供一种温度补偿方法，包括：将待补偿电路的温度信息转换为控制信号；利用所述控制信号选择电压；利用所述选择的电压作为所述待补偿电路的控制电压。

进一步的，不同的温度范围对应不同的电压，所述温度信息所转换的所述控制信号用于选择所述温度信息所表示的温度所在的温度范围对应的电压。

进一步的，所述待补偿电路为压控振荡器，所述利用所述选择的电压作为所述待补偿电路的控制电压，包括：将所述选择的电压作为所述压控振荡器在自动频率校准阶段的控制电压。

本发明还提供一种压控振荡装置包括：如上所述任一项所述的温度补偿辅助电路；电感电容lc振荡回路，其中，所述温度补偿辅助电路的输出电压用于所述lc振荡回路的自动频率校准阶段的控制电压。

进一步的，所述的装置还包括：负阻产生电路。

进一步的，所述的装置还包括：温度检测电路，用于检测以获取所述温度信息。

综上，以上温度补偿方案能够大大提高温度补偿的效果。绝大多数情况下，温度升高会导致lc振荡回路本身频率有降低的趋势，而对于极少数温度升高而导致lc振荡回路本身频率有升高趋势的情况，可以运用同样的思路和做法，达到类似的温度补偿效果。

本发明实施例是以lc振荡器为例进行设计和说明，但以上方法和电路不限于lc振荡器，对于其它类型振荡器，例如环形振荡器，同样适用。

附图说明

下面将结合附图说明对本发明的具体实施方式进行举例说明。

图1为一种现有的压控振荡器的结构示意图；

图2为本发明一实施例提供的一种温度补偿方法的示意图；

图3为本发明一实施例提供的一种温度补偿辅助电路的示意图；

图4为本发明一实施例提供的另一种温度补偿辅助电路的示意图；

图5为本发明一实施例提供的一种压控振荡装置的结构示意图；

图6为本发明一实施例提供的一种压控振荡器频率随控制电压vtune的变化曲线示意图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。为使图面简洁，各图中的只示意性地表示出了与本发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。

温度补偿对于压控振荡器而言非常重要，因为温度较大幅度变化可能会导致锁相环(pll)失锁等情况发生。为了实现对压控振荡器的温度补偿，提高压控振荡器的输出频率随温度变化的稳定性，现有技术在压控振荡器中增加了温度补偿电路。

请参考图1，其为一种现有的压控振荡器(voltagecontrolledoscillator，vco)的结构示意图。所谓压控振荡器即输出频率是受控于电压(vtune)的振荡器，在图1所示的压控振荡器中，电压vtune施加在模拟电压控制细调电容元件上，通过锁相环(pll)环路反馈回来的电压vtune来控制压控振荡器的输出信号频率。以下描述中，电压又可以由电压值替换，不同的电压是指具体不同取值的电压。

如图1所示，该压控振荡器100的类型为电感电容(lc)压控振荡器，其电路结构主要包括负阻(-gm)产生电路(或单元)110和电感电容振荡回路(lctank)120。负阻产生电路110使用金属氧化物半导体场效应(mos)晶体管作为有源器件，来提供振荡器维持振荡所需的能量。在图1中以n型金属-氧化物-半导体场效应(nmos)晶体管和p型金属-氧化物-半导体场效应(pmos)晶体管交叉耦合结构为例，由pmos对(m1、m2)和nmos对(m3、m4)交叉耦合而成。电感电容振荡回路120为无源储能器件，又可以称为谐振电路或谐振器，包括电感元件121和电容元件，其电感值和电容值基本确定了振荡器的输出信号频率。电感元件121可以为电感或电感阵列，属于无源储能元件。电容元件可以为电容或电容阵列，其结构相对复杂，主要包括数字控制粗调电容元件122和模拟电压控制细调电容元件123，可以分别简称为粗调电容和细调电容。其中，数字控制粗调电容元件122可以为数字二进制码控制的粗调电容阵列，模拟电压控制细调电容元件123又可以称为模拟电压控制微调电容元件123，可以为模拟电压控制的细调(或称微调)电容阵列。压控振荡器一般可调频率范围很宽，多比特的数字二进制码控制的粗调电容阵列，可以让lc振荡回路实现比较宽频率范围的频率覆盖，具体频率对应的二进制码控制字搜索一般是通过锁相环自动频率校准(afc)来实现的。最终精确的频率锁定是在锁相环afc过程完成之后，通过锁相环闭环反馈环路生成的模拟电压(vtune)控制的细调电容阵列来实现。

图1所示的温度补偿技术主要利用了器件的寄生电容随温度变化以及随电压变化的性质，进行互补性的补偿，以保证在温度变化时谐振器电容值基本稳定不变。如图1所示，在压控振荡器100中增加了温度补偿电路130，该温度补偿电路130至少包括可变电容元件(例如温度补偿电压控制电容或电容阵列)，其主要原理是产生特定温度系数的随温度变化的电压，施加于可变电容元件，产生随温度变化的等效电容值，该电容值与谐振器电容本身随温度变化的系数正好互补抵消，因此在温度变化时的谐振器电容值基本稳定不变。

然而以上温度补偿方法需要较为复杂的谐振器电路结构，且增加了谐振器的总电容值，因而降低了谐振器的最高可调频率范围，更为重要的是增加的温度补偿电路会对压控振荡器的相位噪声性能产生影响，导致性能恶化。

在现有技术的另一种温度补偿方法中，同样需要在压控振荡器100中增加温度补偿电路，不同的是该温度补偿电路是由数字控制的温度补偿电容元件构成，并通过芯片内置查找表的方法读取预存在存储器中的温度补偿控制字的信息。具体应用时，在发射或接收一帧结束后，检测压控振荡器的控制电压；判断控制电压是否在预设电压范围内，若判断控制电压超出预设电压范围，更新查找表中该频点对应的温度补偿电容的控制字，使控制电压调节到预设电压范围内。该方法相对于图1所示的方法的优势在于数字控制的温度补偿电容并不会显著恶化振荡器的相位噪声性能，但同样增加了谐振器电路的复杂度，且增加了谐振器的总电容值，因而降低了谐振器的最高可调频率范围。此外，引入了成本较高的用于查找表功能的可读写存储器，增加了芯片成本。而且，在发射或接收一帧结束后，需要检测压控振荡器的控制电压vtune，进行后台参数校正，增加了系统的使用复杂度。

考虑到以上温度补偿方法的不足，本发明实施例提供一种温度补偿方法，将待补偿装置(例如压控振荡器)的温度信息，经过简单的逻辑电路处理，转换为控制信号，并利用该控制信号来选择控制电压，进而利用该控制电压代替待补偿装置的原有控制电压(例如，压控振荡器的细调电容的控制电压)来达到温度补偿效果。如此，可以去掉如图1所示的压控振荡器的温度补偿电路，从而减少对压控振荡器的最高可调频率范围等方面的影响，提高压控振荡器的性能。

请参考图2，其为本发明实施例提供的一种温度补偿方法的示意图。如图2所示，该方法包括：

s210：将待补偿电路的温度信息转换为控制信号；

s220：利用该控制信号选择电压；

s230：利用选择的电压作为待补偿电路的控制电压。

其中，不同的温度范围对应不同的电压，以上温度信息所转换的控制信号用于选择该温度信息所表示的温度所在的温度范围对应的电压。如此，可以实现多级电压的选择。表1给出了一种温度范围和电压的划分示例。需要说明的是，表1仅给出了一种示例，并非用于限制本发明，实际实现中可以根据需要进行更多或更少范围的设置，且范围和电压的划分也可以不同。

表1

锁相环工作可以分为两个阶段，第一阶段为afc阶段，pll处于开环状态，现有技术用固定电压vset来作为控制电压vtune，本发明采用由温度信息控制的电压vset作为控制电压vtune，在afc过程中，该控制电压vtune的值是固定值，不会改变。第二个阶段，pll闭环反馈环路开始工作，这时电压vset作为控制电压vtune初始值。本申请实施例提供的以上方法主要应用于afc阶段，pll闭环反馈环路开始工作的阶段不影响本发明实施例的实质，因此不做详细描述，具体可以参照现有技术，也可以随着技术演进而采用相应的方式工作。

芯片上通常会设置温度检测电路，可以利用该温度检测电路检测的温度信息作为以上温度信息。例如利用压控振荡器所在的芯片的温度检测电路提供的温度信息转换的控制信号来选择压控振荡器在afc阶段的控制电压vtune。

以上温度信息可以通过简单的逻辑电路处理来实现温度信息到控制信号的转换以及控制电压的选择。下面结合附图描述一种辅助电路，其可以实现利用温度信息对控制电压的选择。

请参考图3，其为本发明实施例提供的一种温度补偿辅助电路的示意图。如图3所示，该电路300包括转换模块310和电压选择模块320。转换模块310的输入端用于温度信息t_info的输入，转换模块310用于将温度信息t_info转换为控制信号(s0～s8中的一个)，并输出该控制信号；电压选择模块320耦接转换模块310，且在转换模块310输出的控制信号的作用下，选择电压vtune，并输出该选择的电压vtune。

该选择的电压vtune用于待补偿电路的控制电压，从而使控制电压vtune的初始值与环境温度相关联，在温度发生变化的时候有更大的控制电压vtune调节范围可供使用，从而实现了温度补偿。

将以上温度补偿方法和温度补偿辅助电路用于压控振荡器的温度补偿时，不需要对原有压控振荡器的核心电路(例如谐振器)进行改变，从而不影响原有压控振荡器的核心电路，而是通过增加简单的辅助电路结构，作用于细调电容的电压控制端，使得控制电压vtune的初始值与环境温度相关联，在温度发生变化的时候有更大的控制电压vtune调节范围可供使用，从而实现了压控振荡器的温度补偿。

此外，以上温度补偿方法和温度补偿辅助电路，不需要引入较大的系统级或者芯片级的成本，不会增加谐振器的寄生电容而降低最大频率可调范围，对压控振荡器的相位噪声也没有影响。可以只需要利用芯片上通常自带的温度检测电路所提供的温度信息，经过简单的逻辑电路处理，就可以将压控振荡器的压控曲线(frequencyvsvtune)随温度变化的稳定范围大幅度增加，达到较为理想的温度补偿效果。

以上电压选择模块320可以实现多级电压的选择，其中，每个温度信息表示一个温度，该温度可以位于一个温度范围内，不同的温度范围内的温度信息可以转换为不同的控制信号，例如控制信号s0～s8中的一个，不同控制信号用于控制电压选择模块320选择不同的电压，如此可以实现多级电压的选择。温度范围和电压的划分的示例同样可以参见以上表1。

在一种实现中，以上转换模块310可以由译码器实现，电压选择电路320可以由电阻阵列和开关阵列实现，这种电路实现简单，成本较低。下面结合附图进行描述。

请参考图4，其为本发明实施例提供的另一种温度补偿辅助电路的示意图，其示出了对图3所示电路结构的一种具体实现，其并非用于限制本发明，在其它实施例中，可以采用其它电路元件来代替译码器，只要能实现温度信息到控制信号的转换即可。也可以采用其它电路元件来代替开关阵列和电阻阵列，只要能实现多级电压的选择即可。

如图4所示，转换模块310包括译码器，该译码器的输入端用于温度信息的输入，译码器将温度信息译码为控制信号，译码器包括n个输出端，n个输出端中在某一时间有一个为使能有效，即同一时刻n个输出端中的一个输出端使能有效，该使能有效的输出端的输出信号即为以上控制信号。电压选择电路320包括电阻阵列和开关阵列，其中，电阻阵列包括串联于电压源和接地端之间的多个电阻，开关阵列包括n个开关，分别受控于译码器的n个输出端输出的信号s0～s8，每个开关的一端用于选择的电压的输出端，另一端耦接于电阻阵列中两个电阻之间，且每个开关在电阻阵列中耦接的位置不同，其中n为大于1的正整数。

进一步的，以上温度补偿辅助电路还包括第一开关和第二开关，分别受控于互为取反的第一信号和第二信号，例如第一开关受控于pll状态机输出过来的控制信号sw和sw的取反sw_b。当第一开关在第一信号的控制下接通时，温度补偿辅助电路的输出电压为以上选择的电压，当第二开关在第二信号的控制下接通时，温度补偿辅助电路的输出电压为pll环路滤波器电压v_lpf。

例如，第一开关，受控于第一信号，其一端作为pll环路滤波器电压的输入端，另一端耦接第二开关；第二开关，受控于第二信号，其一端作为以上选择的电压的输出端，另一端耦接开关阵列中每个开关的用于选择的电压的输出端的一端。第一开关和第二开关耦接的一端作为温度补偿辅助电路的输出端。

在图4所示的示例中，以温度信息为4比特二进制数字温度码t_info[3:0]为例。译码器接收例如来自芯片上温度检测电路提供的4比特二进制数字温度码t_info[3:0]，将其译码为s0～s8，作为vset电压值选择开关的使能信号。sw为pll状态机输出过来的控制信号，sw_b为sw的取反。afc过程中，sw被置为0，sw_b为1，控制电压vtune与vset连接；afc结束后，sw被置为1，sw_b为0，vtune与pll环路滤波器电压v_lpf连接。

图4中，以译码器的n个输出端分别用于输出s0～s8，该n个输出端分别控制开关阵列中的n个开关s0～s8为例。其中数字温度码t_info[3:0]的不同取值使得译码器n个输出端输出的信号s0～s8中的一个信号有效，相应的，控制n个开关s0～s8中的一个开关接通，例如译码器输出信号s4有效，使得开关s4接通，相应的输出电压0.7v，即实现了控制电压vtune的选择。

下面结合附图描述以上温度补偿方法或辅助电路在压控振荡器中的应用。

请参考图5，其为本发明实施例提供的一种压控振荡装置的结构示意图。与图1的温度补偿方案相比，本实施例去除了温度补偿电路130，例如去除了温度补偿电路130的可变电容元件，增加了一个辅助电路，该辅助电路用于提供压控振荡器在afc阶段的的控制电压vtune，因此又可以称为控制电压vtune初始偏置电路。

如图5所示，该压控振荡装置500包括负阻产生电路510、电感电容(lc)振荡回路520和vtune(控制电压)初始偏置电路530，其中vtune初始偏置电路530又可以称为温度补偿辅助电路，具有以上实施例所描述的辅助电路的结构，具体可以参见以上描述，在此不再赘述。且vtune初始偏置电路530的输出电压用于lc振荡回路520的控制电压vtune。

此外，vtune初始偏置电路530除了接收温度信息t_info之外，还可以接收来自锁相环(pll)状态机控制信号sw和pll环路滤波器电压v_lpf。

当pll系统上电，开始进入锁定过程时，pll内部状态机，例如，有限状态机(fsm)会首先进入锁相环自动频率校准(afc)状态。在afc状态下，状态机将pll反馈环路置于断开状态，数字控制粗调电容元件会进入自动搜索频率控制字状态，通过相关模拟及数字电路处理，afc算法会得到最佳的数字码频率控制字。如图6所示，每条曲线都代表一个数字控制字对应的压控振荡器的频率输出，afc算法会在众多曲线中选择与目标频率最接近的一条。在这个过程中，控制电压vtune保持在一个固定的电压值vset，直到afc结束。当afc完成后，状态机将pll反馈环路置于接合状态，控制电压vtune开始受到pll负反馈环路作用，最终稳定到一个很接近vset的电压值。至此，pll完成频率锁定过程。

pll锁定完成之后，如果环境温度发生变化，压控振荡器的lc振荡回路中电感元件和/或电容元件的值会受到温度改变产生微小变化，而导致压控振荡器的输出频率产生变化的趋向，但由于pll的环路增益作用，压控振荡器的输出频率不会改变，而是控制电压vtune的值会随温度变化产生相对应的改变。绝大多数情况下，温度升高会导致lc振荡回路本身频率有降低的趋势，因此对照图6所示，控制电压vtune的值会升高以保持压控振荡器输出频率不变。

控制电压vtune有一个较为理想的工作区间，控制电压vtune的值在这个区间内时，环路工作状态及输出信号质量都比较稳定；而控制电压vtune的值超出这个区间时，pll就有失锁的可能。在图6所示的示例中，控制电压vtune的理想工作区间为0.2v～1.2v。

在afc状态下，控制电压vtune需要保持在一个固定的电压值vset，直到afc结束。在现有技术中，vset是接到一个固定的电位上，且vset一般是控制电压vtune理想工作电压区间的一半，如图6中的0.7v。afc完成后，状态机将pll模拟反馈环路置于接合状态，控制电压vtune最终会稳定到一个很接近0.7v的电压值。假如芯片被要求能够正常工作的环境温度变化范围是－40℃～100℃，一共是140℃的最大可能变化量，其中间值为30℃。若pll上电开始锁定的温度为30℃，锁定之后，温度如果上升或下降最大值为70℃，而控制电压vtune有1v的变化范围用于抵消温度变化的影响；若pll上电开始锁定的温度为－40℃，锁定之后，温度如果上升最大值为140℃，而控制电压vtune仍然只有0.5v的变化范围用于抵消温度变化的影响；若pll上电开始锁定的温度为100℃，锁定之后，温度如果下降最大值为140℃，而控制电压vtune仍然只有0.5v的变化范围用于抵消温度变化的影响。此时，如果pll上电开始锁定时刻温度不是30℃，就会有一段控制电压vtune的理想工作区间不能用于补偿温度变化而被“浪费”掉。

基于此，在本发明的一实施例中，控制电压的vtune初始偏置电路如图4所示，将vset的值不再设为固定值，而是一个与温度相关联的值。其中，温度信息可以是芯片内置的温度检测电路(例如温度二极管)所提供给系统的“免费”信息，可以并不需要额外再做一个温度检测电路为代价。以图6中的0.2v～1.2v为示例，将每0.1v作为一个vset的阶梯值，平均对应于－40℃～100℃。若pll初始锁定时，当检测到环境温度为－30℃时，vset的值就设置为0.3v，则当最大温度升高130℃时，控制电压vtune有0.9v的变化范围用于抵消温度变化的影响；若pll初始锁定时，当检测到环境温度为90℃时，vset的值就设置为1.1v，则当最大温度降低130℃时，控制电压vtune同样有0.9v的变化范围用于抵消温度变化的影响。

由此可见，以上温度补偿方案能够大大提高温度补偿的效果。且温度变化范围与vset值的对应关系同样可以参考以上表1。

绝大多数情况下，温度升高会导致lc振荡回路本身频率有降低的趋势，而对于极少数温度升高而导致lc振荡回路本身频率有升高趋势的情况，可以运用同样的思路和做法，达到类似的温度补偿效果。

本发明实施例是以lc振荡器为例进行设计和说明，但以上方法和电路不限于lc振荡器，对于其它类型振荡器，例如环形振荡器，同样适用。

此外，本发明实施例的负阻产生电路是以nmos-pmos交叉耦合电路为例进行描述，但以上方法和电路不限制负阻产生电路的结构，例如还可以nmos交叉耦合电路或pmos交叉耦合电路。

以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。