有源平衡-不平衡变压器电路、功率放大电路以及模块的制作方法

本发明涉及有源平衡-不平衡变压器电路、功率放大电路以及功率放大模块。

背景技术：

以往，有时在功率放大电路的放大器的输入级或者输出级设置由差动变压器电路形成的平衡-不平衡变压器。在非专利文献1的图18(a)公开了一种在放大器的输出级设置了平衡-不平衡变压器的结构。

在先技术文献

非专利文献

非专利文献1：kyuhwanan等11人，“power-combiningtransformertechniquesforfully-integratedcmospoweramplifiers”，(美国)，ieeejournalofsolid-statecircuits，instituteofelectricalandelectronicsengineers，2008年5月，第43卷，第5号，p.1064-1075

在此，考虑在半导体芯片与功率放大电路一同设置使用了包含无源元件的变压器电路的平衡-不平衡变压器的情况。在该情况下，若将平衡-不平衡变压器所需的电感器形成在半导体芯片，则半导体芯片的面积会变大。

技术实现要素：

发明要解决的课题

本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，实现一种能够抑制半导体芯片的面积变大的有源平衡-不平衡变压器电路、功率放大电路以及功率放大模块。

用于解决课题的技术方案

本发明的一个方面的有源平衡-不平衡变压器电路是如下的有源平衡-不平衡变压器电路，即，包含：

第1晶体管以及第2晶体管；和

电路要素，在输入信号的特定的频率下的阻抗看上去充分大于其它频率下的阻抗，

从所述第1晶体管以及所述第2晶体管输出与所述输入信号对应的一对差动信号。

本发明的另一个方面的有源平衡-不平衡变压器电路是如下的有源平衡-不平衡变压器电路，即，具备：

第1晶体管，具备经由电路要素与基准电位连接的第1端子、与输入端子连接的第2端子、以及与电源电压端子连接的第3端子；和

第2晶体管，具备经由所述电路要素与基准电位连接的第1端子、与所述基准电位连接的第2端子、以及与所述电源电压端子连接的第3端子，

所述第1晶体管的第1端子为源极或者漏极，

所述第1晶体管的第2端子为栅极，

所述第1晶体管的第3端子为漏极或者源极，

所述第2晶体管的第1端子为源极或者漏极，

所述第2晶体管的第2端子为栅极，

所述第2晶体管的第3端子为漏极或者源极，

从所述第1晶体管的第3端子和所述第2晶体管的第3端子输出一对差动信号。

发明效果

根据本发明，能够提供一种能够抑制半导体芯片的面积变大的有源平衡-不平衡变压器电路、具备该有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路以及功率放大模块。

附图说明

图1是示出包含平衡-不平衡变压器的功率放大电路的图。

图2是示出包含有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的例子的图。

图3是示出图2中的电路要素为电阻的情况下的阻抗的例子的史密斯圆图。

图4是示出有源平衡-不平衡变压器电路的参考例的图。

图5是示出使用了图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图6是示出使用了图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图7是示出使用了图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图8是示出使用了图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图9是示出另一个有源平衡-不平衡变压器电路的例子的图。

图10是示出图9中的电路要素为电感器的情况下的阻抗的例子的史密斯圆图。

图11是示出使用了图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图12是示出使用了图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图13是示出使用了图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图14是示出使用了图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图15是示出另一个有源平衡-不平衡变压器电路的例子的图。

图16是示出使用了图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图17是示出使用了图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图18是示出使用了图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图19是示出使用了图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的特性的图。

图20是示出图2所示的功率放大电路的变形例的图。

图21是示出包含具有本公开的有源平衡-不平衡变压器电路的半导体芯片的功率放大模块的例子的图。

图22是示出包含具有本公开的有源平衡-不平衡变压器电路的半导体芯片的另一个功率放大模块的例子的图。

图23是示出使用了分布常数电路的有源平衡-不平衡变压器电路的等效电路的例子的图。

附图标记说明

10、10a、10b、10c、10d、10e：有源平衡-不平衡变压器电路；

11、12、13：放大器；

30、30a、30b、30c；电路要素；

41、42：布线；

100：半导体芯片；

pin：输入端子；

pout：输出端子；

q1：晶体管；

q2：晶体管；

t1、t2：传输线路变压器。

具体实施方式

以下，基于附图详细地说明本公开的有源平衡-不平衡变压器电路的实施方式。另外，本发明并不被该实施方式所限定。此外，各实施方式的构成要素包含本领域技术人员能够且容易置换的构成要素、或者实质上相同的构成要素。各实施方式是例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或者组合。在第2实施方式以后，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。

以下，对本公开的有源平衡-不平衡变压器电路进行说明。本公开的有源平衡-不平衡变压器电路与由差动变压器电路形成的平衡-不平衡变压器不同，不使用绕组的布线电感器。为了使各实施方式容易理解，作为比较例，先对包含由差动变压器电路形成的平衡-不平衡变压器的功率放大电路进行说明。

(比较例)

[电路结构]

图1是示出包含平衡-不平衡变压器的功率放大电路的图。图1所示的功率放大电路包含由使用了绕组的布线电感器的变压器电路形成的平衡-不平衡变压器b。平衡-不平衡变压器b设置在最终级的一对放大器11以及12的输入侧的节点n1、n2与其前级的放大器13之间。在一对放大器11以及12的输出侧，设置有变压器t和由电感器l以及电容器c形成的滤波器。变压器t的初级绕组的中点与电源电压vcc连接。分别电连接在变压器t的初级绕组的中点与基准电位之间的电容器cp1以及cp2作为旁路电容器而发挥功能。关于基准电位，可例示接地电位，但是本公开并不限定于此。

[动作]

输入到输入端子pin的信号，例如，rf(radiofrequency，射频)信号被放大器13放大，并输入到平衡-不平衡变压器b。通过平衡-不平衡变压器b，在节点n1、n2可得到差动输出。节点n1、n2的差动输出被放大器11以及12放大。放大器11以及12的输出经由变压器t和由电感器l以及电容器c形成的滤波器输出到输出端子pout。在本比较例中，通过在级间设置有平衡-不平衡变压器b，从而能够将由放大器11以及12形成的最终级和由放大器13形成的前级分离，且能够得到差动输出。

在将参照图1说明的比较例的功率放大电路实现为半导体芯片的情况下，由于平衡-不平衡变压器b，半导体芯片的面积会变大。因此，在比较例的功率放大电路中，难以减小半导体芯片整体的面积。

(第1实施方式)

[电路结构]

图2是示出包含有源平衡-不平衡变压器电路的功率放大电路的例子的图。如图2所示，在输入端子pin与一对放大器11以及12的输入侧的节点n1、n2之间，设置了有源平衡-不平衡变压器电路10。

有源平衡-不平衡变压器电路10包含作为第1晶体管的晶体管q1、作为第2晶体管的晶体管q2、和电路要素30。晶体管q1以及q2具有作为第1端子的发射极、作为第2端子的基极、和作为第3端子的集电极。有源平衡-不平衡变压器电路10不是包含绕组电感器的平衡-不平衡变压器，而是通过晶体管q1、q2以及电路要素30实现的平衡-不平衡变压器。

在晶体管q1的基极连接有输入端子pin。晶体管q2的基极与基准电位连接。关于基准电位，可例示接地电位，但是本公开并不限定于此。晶体管q1的发射极和晶体管q2的发射极连接，它们的连接点与电路要素30的一端连接。电路要素30的另一端与基准电位连接。晶体管q1的集电极以及晶体管q2的集电极与电源电压vcc连接。

晶体管q1的集电极的信号pi和晶体管q2的集电极的信号ph成为一对差动信号。晶体管q1的集电极的信号pi经由电感器l1以及电容器c1所形成的滤波器输入到放大器11。布线41以及电容器c41作为匹配电路而发挥功能。晶体管q2的集电极的信号ph经由电感器l2以及电容器c2所形成的滤波器输入到放大器12。布线42以及电容器c42作为匹配电路而发挥功能。

关于晶体管q1以及q2，可例示npn型的晶体管，但是本公开并不限定于此。晶体管q1以及q2也可以是pnp型的晶体管。

此外，在本公开中，各晶体管设为双极晶体管，但是本公开并不限定于此。关于双极晶体管，可例示异质结双极晶体管(heterojunctionbipolartransistor：hbt)，但是本公开并不限定于此。各晶体管例如也可以是场效应晶体管(fieldeffecttransistor：fet)。在该情况下，只要将集电极置换为漏极，将基极置换为栅极，将发射极置换为源极即可。因此，上述的第1端子也能够称为发射极或者源极，上述的第2端子也能够称为基极或者栅极，上述的第3端子也能够称为集电极或者漏极。

各晶体管也可以是将多个单位晶体管(也称为“指”)以电方式并联连接的多指晶体管。所谓单位晶体管，是指构成晶体管的最小限度的结构。

电路要素30例如包含特定的长度的布线、电感器、电容器以及电阻中的至少一者。电路要素30也能够称为阻抗元件。电路要素30优选在输入信号的基频下成为高阻抗。电路要素30优选在基频下看上去阻抗大。也就是说，优选地，电路要素30在输入信号的特定的频率下的阻抗看上去充分大于其它频率下的阻抗。不过，电路要素30的阻抗看上去大，限于功率放大电路不振荡的情况。

图3是示出电路要素30为电阻的情况下的阻抗的例子的史密斯圆图。在使频率从1.930ghz变化至1.950ghz的情况下，用特性阻抗50ω进行了归一化的阻抗值(图3中的圆圈标记)像图3中的箭头y1那样变化。频率为1.950ghz的点ml的阻抗为540ω，成为50ω的大约10倍的值。因此，可以说阻抗看上去充分大。

在此，对电路要素30为布线的情况进行说明。图4是示出作为参考例的有源平衡-不平衡变压器电路10a的图。图4所示的有源平衡-不平衡变压器电路10a包含布线30h作为电路要素30。因此，晶体管q1的发射极和晶体管q2的发射极的连接点经由布线30h与基准电位电连接。图4所示的有源平衡-不平衡变压器电路10a不包含使用了绕组的布线电感器的变压器电路。因此，通过在功率放大电路中采用有源平衡-不平衡变压器电路10a，从而能够减小半导体芯片的面积。

[动作]

图5至图8是示出使用了图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路10a的功率放大电路的特性的图。图5是示出在将图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路10a用于图2的功率放大电路的情况下在图2中的节点n1、n2处得到的特性的图。

图5示出相对于输入端子pin的输入信号的电平的、节点n1处的信号pi的电平和节点n2处的信号ph的电平的关系。在图5中，当输入端子pin的输入信号的电平变化时，信号pi的电平和信号ph的电平同样地变化。如图5所示，信号pi的电平和信号ph的电平产生差异，信号pi和信号ph成为振幅不平衡的差动信号。另外，本公开中的所谓不平衡，定义为相位差不依赖于输入信号的电平且不固定，或者振幅不与输入信号的电平成比例地输出。另一方面，所谓平衡，定义为相位差不依赖于输入信号的电平且固定，振幅与输入信号的电平成比例地输出。

图6示出输入端子pin的输入信号的电平与信号pi和信号ph的相位变化的关系。图7示出输入端子pin的输入信号的电平与信号pi和信号ph的相位差的关系。作为差动信号的信号pi和信号ph优选相位差为180°。根据图6以及图7能够理解，信号pi和信号ph的相位差为130°左右，信号pi和信号ph的相位差从180°偏离。

图8示出输出端子pout的信号的电平与功率放大电路的增益的关系。信号pi和信号ph成为如下的差动信号，即，相对于从输出匹配侧的180°的相位差向相同相位进行相位合成的差动变压器电路，具有从180°的相位偏离，且其输出不平衡。因此，不能对分为两个的输出级晶体管分别以最佳负载条件进行驱动，作为差动放大器的输出级，成为得不到所希望的饱和输出的负载动作状态。因而，如图8所示，若输出端子pout的信号超过25[dbm]，则增益开始下降，此后，增益急剧下降。因此，在图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路10a中，不能对分为两个的输出级晶体管q1、q2分别以最佳负载条件进行驱动。然而，通过使用图4所示的参考例的有源平衡-不平衡变压器电路10a，从而作为功率放大电路而正常地进行动作。

[效果]

参照图2说明的有源平衡-不平衡变压器电路10a与图1所示的平衡-不平衡变压器b不同，不包含使用了绕组的布线电感器的变压器电路。因此，通过在功率放大电路采用有源平衡-不平衡变压器电路10a，从而能够抑制半导体芯片的面积变大。

(第2实施方式)

[电路结构]

图9是示出另一个有源平衡-不平衡变压器电路10b的例子的图。图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路10b与图4所示的有源平衡-不平衡变压器电路10a相比较，包含电路要素30a。有源平衡-不平衡变压器电路10b不是包含绕组电感器的平衡-不平衡变压器，而是通过晶体管q1、q2以及电路要素30a实现的平衡-不平衡变压器。晶体管q1的发射极和晶体管q2的发射极的连接点与电路要素30a的一端连接。与图4的电路结构不同，电路要素30a包含电感器l3。因此，晶体管q1的发射极和晶体管q2的发射极的连接点经由电感器l3与基准电位连接。

电感器l3的电感值被选定为，在基频下，电路要素30a的基波的阻抗在不振荡的范围内变得充分大。在半导体芯片内形成电路要素30a的情况下，例如能够以微米单位对布线的长度等进行调整。因此，能够容易地实现基波下的所需的阻抗。例如，在基频2ghz下，电感器l3的电感值为大约5.13nh。

图10是示出图9中的电路要素30a为电感器l3的情况下的阻抗的例子的史密斯圆图。在使频率从1.930ghz变化至1.950ghz的情况下，用特性阻抗50ω进行了归一化的标准化阻抗值(图10中的短线)像图10中的箭头y2那样变化。频率为1.950ghz的点m2的阻抗为516ω，成为50ω的大约10倍的值。因此，可以说阻抗看上去充分大。

[动作]

图11至图14是示出使用了图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路10b的功率放大电路的特性的图。图11是示出在将图9所示的有源平衡-不平衡变压器电路10b用于图2的功率放大电路的情况下在图2中的节点n1、n2处得到的特性的图。

图11示出相对于输入端子pin的输入信号的电平的、节点n1处的信号pi的电平和节点n2处的信号ph的电平的关系。在图11中，当输入端子pin的输入信号的电平变化时，信号pi的电平和信号ph的电平同样地变化。因为信号pi和信号ph是差动信号，所以优选为相同的电平。若比较图11和图5，则信号pi的电平和信号ph的电平之差少，信号pi和信号ph的振幅不平衡的状态得到改善。由此，能够满足差动信号的对称性。

图12示出输入端子pin的输入信号的电平与信号pi和信号ph的相位变化的关系。图13示出输入端子pin的输入信号的电平与信号pi和信号ph的相位差的关系。根据图12以及图13能够理解，信号pi和信号ph的相位差接近于180°。因此，与图6以及图7的情况相比，信号pi和信号ph的相位差得到改善。不仅如此，与图4的结构的有源平衡-不平衡变压器相比，在图9的结构的有源平衡-不平衡变压器中，即使输入信号的输入电平变化，信号pi以及ph的相位也同样地变化。因此，作为相位差，即使输入信号变化，也始终能够实现固定的相位差，其值也可保持接近于180°的相位差。

图14示出输出端子pout的信号的电平与功率放大电路的增益的关系。如图14所示，若输出端子pout的信号超过20[dbm]，则增益开始下降，此后，增益急剧下降。根据后述的第3实施方式，能够改善该增益的急剧的下降。

像参照图11说明的那样，信号pi和信号ph的振幅不平衡的状态得到改善，且像参照图12以及图13说明的那样，信号pi和信号ph的相位差得到改善。

[效果]

有源平衡-不平衡变压器电路10b与图1所示的平衡-不平衡变压器b不同，不包含使用了绕组的布线电感器的变压器电路。此外，用于有源平衡-不平衡变压器电路10b的布线电感器的面积也能够形成得远比包含复杂的布线变压器电路的组合的平衡-不平衡变压器b的面积小型。因此，通过在功率放大电路采用有源平衡-不平衡变压器电路10b，从而能够抑制半导体芯片的面积变大。

此外，在半导体芯片形成平衡-不平衡变压器的情况下，关于用于形成平衡-不平衡变压器的布线层数、电介质膜厚等，在工艺上有一定的限制，为了形成高性能的平衡-不平衡变压器，有可能导致与掩模片数等的增加相伴的工艺成本上升。关于这一点，根据有源平衡-不平衡变压器电路10b，能够防止成本上升。进而，有源平衡-不平衡变压器电路10b与有源平衡-不平衡变压器电路10a的情况相比较，能够减少输出的差动信号的电平差，且能够改善差动信号的相位差。

(第3实施方式)

[电路结构]

图15是示出有源平衡-不平衡变压器电路10c的例子的图。图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路10c包含电路要素30b。有源平衡-不平衡变压器电路10c不是包含绕组电感器的平衡-不平衡变压器，而是通过晶体管q1、q2以及电路要素30b实现的平衡-不平衡变压器。晶体管q1的发射极和晶体管q2的发射极的连接点与电路要素30b的一端连接。与第1实施方式、第2实施方式不同，电路要素30b包含电感器l3和电容器c3。电感器l3和电容器c3并联地连接在晶体管q1的发射极以及晶体管q2的发射极与基准电位之间。由电感器l3和电容器c3形成了并联谐振电路(储能电路(tankcircuit))。能够适当地决定电感值、电容值，使得将该并联谐振电路的谐振频率设定为特定的频率，将晶体管的发射极阻抗设定为所希望的大小。

通过电感器l3和电容器c3的并联电路的谐振，电路要素30b的特性阻抗在基频下变得无限大。在半导体芯片内形成电路要素30b的情况下，例如能够以纳米单位对布线的长度等进行调整。因此，能够容易地实现所需的特性阻抗。例如，在基频2ghz下，电感器l3的电感值为大约0.98nh，电容器c3的电容值为大约6pf。通过设定上述的值，从而谐振频率成为2ghz，在理想的2ghz下，可看作充分大的阻抗。在此叙述的所谓充分大的阻抗，在用标准化阻抗考虑的情况下，定义为标准化阻抗的10倍以上的阻抗。也就是说，在电路要素30b包含电感器l3和电容器c3的情况下，也与参照图10说明的阻抗的例子同样地，可以说阻抗看上去充分大。

[动作]

图16至图19是示出使用了图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路10c的功率放大电路的特性的图。图16是示出在将图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路10c用于图2的功率放大电路的情况下在图2中的节点n1、n2处得到的特性的图。

图16示出相对于输入端子pin的输入信号的电平的、节点n1处的信号pi的电平和节点n2处的信号ph的电平的关系。在图16中，当输入端子pin的输入信号的电平变化时，信号pi的电平和信号ph的电平同样地变化。因为信号pi的电平和信号ph的电平之差非常少，所以信号pi和信号ph的振幅不平衡的状态得到改善。由此，能够满足差动信号的对称性。

图17示出输入端子pin的输入信号的电平与信号pi和信号ph的相位变化的关系。图18示出输入端子pin的输入信号的电平与信号pi和信号ph的相位差的关系。根据图17以及图18能够理解，相对于输入信号的信号电平的变化，信号pi和信号ph同样地变化，因此信号pi和信号ph的相位差非常接近于180°。因此，信号pi和信号ph的相位差进一步得到改善。

图19示出输出端子pout的信号的电平与功率放大电路的增益的关系。如图19所示，即使输出端子pout的信号的电平为30(dbm)，增益也几乎不下降，可得到良好的特性。像参照图17以及图18说明的那样，信号pi和信号ph的相位差可保持接近于180°的状态，且两者的信号电平也大致相等。因此，能够对后续的分为两个的输出级晶体管分别以最佳负载条件进行驱动。其结果是，作为两级结构的整体的差动放大器，如图19所示，成为理想的负载条件下的动作。

关于这一点，与第2实施方式的情况进行比较而进行说明。在第2实施方式中，如图14所示，由于电路要素30a的电感器l3的电阻分量，增益急剧下降。即，在第2实施方式中，像参照图12以及图13说明的那样，信号pi和信号ph的相位差得到改善。然而，电感器l3由于所希望的电感值大，所以与布线的长度的增加相伴的电阻分量也非常大，导致驱动级晶体管的发射极电阻增加，根据图5和图11的输入输出特性的比较也可知，具有驱动级自身的增益会大幅下降的弊端。因而，不能充分地驱动输出级的晶体管，作为放大器整体的增益如图14所示，由于电路要素30a的电感器l3的电阻分量，增益急剧下降。相对于此，在第3实施方式中，如图19所示，即使输出端子pout的信号的电平为30(dbm)，增益也几乎不下降，可得到良好的特性。

[效果]

有源平衡-不平衡变压器电路10c与图1所示的平衡-不平衡变压器b不同，不包含使用了绕组的布线电感器的变压器电路。因此，通过在功率放大电路采用有源平衡-不平衡变压器电路10c，从而能够抑制半导体芯片的面积变大。进而，与有源平衡-不平衡变压器电路10b相比较，能够减少输出的差动信号的电平差，且能够改善差动信号的相位差，能够得到良好的增益特性。与仅有布线电感器的结构相比较，lc储能电路通过电感器和电容器的组合，能够减小面积。因此，通过使用有源平衡-不平衡变压器电路10c，从而能够将电路小型化。

以下，说明关于以上说明的有源平衡-不平衡变压器电路的变形例。

(变形例1)

图20是示出图2所示的功率放大电路的变形例的图。在图20中，有源平衡-不平衡变压器电路10d的电路要素30b与图15所示的有源平衡-不平衡变压器电路10c同样地，包含电感器l3和电容器c3。电感器l3和电容器c3并联地连接在晶体管q1的发射极以及晶体管q2的发射极与基准电位之间。通过电感器l3和电容器c3的并联电路的谐振，电路要素30b的阻抗能够在基频下设定得大。

此外，本例子的功率放大电路的有源平衡-不平衡变压器电路10d具备传输线路变压器(transmissionlinetransformer)t1以及t2。传输线路变压器t1以及t2设置在由一对放大器11以及12形成的最终级与其前级之间，即，设置在级间的传输通路110、120。即，传输线路变压器t1、t2设置在一对差动信号的传输通路110、120。传输线路变压器t1以及t2使在传输线路产生的磁场作为变压器而起作用，具有作为具备阻抗变换功能的匹配电路的作用。通过不采用图1所示的包含绕组的平衡-不平衡变压器b，从而半导体芯片的布局产生富余，因此能够将传输线路变压器t1以及t2设置在半导体芯片。

传输线路变压器t1包含布线511以及512。布线511串联地连接在晶体管q1的集电极与放大器11之间。布线512和布线511彼此相邻地配置。布线512的一端与布线511的一端连接，布线512的另一端与电源电压vcc连接。另外，电容器c41作为旁路电容器而发挥功能。

传输线路变压器t2包含布线521以及522。布线521串联地连接在晶体管q2的集电极与放大器12之间。布线522和布线521彼此相邻地配置。布线522的一端与布线521的一端连接，布线522的另一端与电源电压vcc连接。另外，电容器c42作为旁路电容器而发挥功能。

一般地，通过在功率放大电路组合传输线路变压器t1以及t2，从而能够容易地实现晶体管q1以及q2和放大器11以及12的宽频带且低损耗的阻抗匹配。由此，能够实现具有更宽的频带且具有高的增益特性的高性能的功率放大电路。另外，以上设为了在级间的传输通路110、120设置了传输线路变压器t1、t2的结构，但是也可以设为在输出级晶体管之后的输出匹配侧设置了传输线路变压器和平衡-不平衡变压器的结构。

(变形例2)

图21是示出包含具有本公开的有源平衡-不平衡变压器电路的半导体芯片的功率放大模块的例子的图。在图21所示的功率放大模块中，半导体芯片100具有本公开的有源平衡-不平衡变压器电路。不过，有源平衡-不平衡变压器电路的构成要素中的电路要素30像以下说明的那样形成在多层基板200。图21示意性地示出各层的结构。

如图21所示，半导体芯片100具有形成了有源平衡-不平衡变压器电路的有源平衡-不平衡变压器区域ab和形成了放大电路的放大电路区域ps。此外，半导体芯片100具有凸块101a、101b。凸块101a、101b例如为cpb(copperpillarbump，铜柱凸块)，但是并不限定于此。

此外，多层基板200具有电介质层201、202、203。电介质层201具有设置在与凸块101a、101b对应的位置的电极211、212。半导体芯片100通过凸块101a、101b与对应的电极211、212电连接。在电极212连接有贯通电介质层201、202、203的过孔215a、215b以及215c。

电介质层202在与电极211的一部分对置的位置具有电极213。电极211和电极213隔着电介质层201对置，它们作为电容器c3而发挥功能。在电极213连接有贯通电介质层202以及203的过孔214a。此外，在电极211连接有贯通电介质层201、202以及203的过孔214b。过孔214b在高频频带中作为电感器l3而发挥功能。电感器l3并不限于由过孔214b形成，也可以由与过孔214b连接的导电性的布线形成。

通过以上的结构，半导体芯片100与多层基板200电连接。而且，代替在有源平衡-不平衡变压器电路设置电路要素30，通过多层基板200构成电路要素30。此时，半导体芯片100包含有源平衡-不平衡变压器电路中的除电路要素30以外的部分，多层基板200构成包含电感器l3以及电容器c3的电路要素30。即，多层基板200具有作为有源平衡-不平衡变压器电路的构成要素之一的电路要素30，能够将有源平衡-不平衡变压器电路中所需的电路要素30设置在有源平衡-不平衡变压器电路的外部。由此，能够减小半导体芯片100。另外，在本例子中，例如也与图10同样地，电路要素30的阻抗在基频下看上去充分大。

(变形例3)

图22是示出包含具有本公开的有源平衡-不平衡变压器电路的半导体芯片的另一个功率放大模块的例子的图。在图22所示的功率放大模块中，半导体芯片300具有本公开的有源平衡-不平衡变压器电路。不过，有源平衡-不平衡变压器电路的构成要素中的电路要素30像以下说明的那样形成在多层基板200。图22示意性地示出各层的结构。

如图22所示，半导体芯片300具有形成了有源平衡-不平衡变压器电路的有源平衡-不平衡变压器区域ab和形成了输出级的放大电路的放大电路区域ps。此外，半导体芯片300具有电极216、217、218。电极218通过贯通半导体芯片300的过孔219a以及219b与形成在半导体芯片300的背面的电极216电连接。电极216与过孔215a、215b以及215c电连接。输出级的晶体管一般处理大的功率，因此过孔215a、215b以及215c还发挥作为具有排热效果的热过孔的作用。电极217通过接合引线w1与形成在电介质层201的表面上的电极211电连接。电极218通过接合引线w2与形成在电介质层201的表面上的电极212a电连接。

与图21的情况同样地，电极211隔着电介质层201与电极213对置，它们作为电容器c3而发挥功能。此外，与图21的情况同样地，在电极211连接有过孔214b。过孔214b在高频频带中作为电感器l3而发挥功能。

通过以上的结构，半导体芯片300与多层基板200电连接。而且，代替在有源平衡-不平衡变压器电路设置电路要素30，通过多层基板200来构成。此时，半导体芯片300包含有源平衡-不平衡变压器电路中的除电路要素30以外的部分，多层基板200构成包含电感器l3以及电容器c3的电路要素30。即，多层基板200具有作为有源平衡-不平衡变压器电路的构成要素之一的电路要素30，能够将有源平衡-不平衡变压器电路中所需的电路要素30设置在有源平衡-不平衡变压器电路的外部。由此，能够减小半导体芯片300。此外，与半导体芯片300相比较，多层基板200的制作工时短，因此能够缩短设计周期。此外，能够通过接合引线的并用、搭载位置的调整等对特性进行微调整。另外，在本例子中，例如也与图10同样地，电路要素30的阻抗在基频下看上去充分大。

(变形例4)

在上述的第2实施方式、第3实施方式中，使用了作为集总常数电路的电路要素30a、30b。本公开并不限定于集总常数电路，也可以使用作为分布常数电路的电路要素。例如，在图4中的从晶体管q1以及晶体管q2的发射极彼此的连接点到基准电位之间存在给定距离的布线30h。若考虑寄生布线电容以及寄生布线电感，则能够认为由布线30h形成了分布常数电路。因此，能够认为布线30h是具有给定的特性阻抗的分布常数电路。因此，代替使用作为集总常数电路的电路要素30a、30b，根据基频，能够通过从发射极彼此的连接点到基准电位之间的布线实现高的阻抗。若将基频的波长设为λ，则布线30h优选为λ/4的长度。也就是说，在基频下，设置长度为1/4波长的布线30h作为电路要素。另外，因为存在由半导体基板的相对介电常数造成的波长缩短效应，所以不是自由空间中的1/4波长，而是作为电长度的1/4波长。例如，在基频为30ghz至650mhz的情况下，λ/4为大约0.7[mm]至大约58[mm]。另外，布线30h的长度并不限于1/4波长，也可以是n/4波长(n为3以上的奇数)。

图23是示出使用了分布常数电路的有源平衡-不平衡变压器电路的等效电路的例子的图。在图23中，在晶体管q1的发射极和晶体管q2的发射极的连接点与基准电位之间，存在由作为分布常数电路的布线形成的电路要素30c。电路要素30c的阻抗在基频下看上去充分大。图23所示的有源平衡-不平衡变压器电路10e不是包含绕组电感器的平衡-不平衡变压器，而是通过晶体管q1、q2以及电路要素30c实现的平衡-不平衡变压器。

像以上那样，通过使用本公开的有源平衡-不平衡变压器电路，从而能够减小半导体芯片，且能够满足差动信号的对称性。