两步高速自动调零和自校准比较器的制作方法

本发明总体上涉及自动调零和自校准比较器的电路和方法。

背景技术：

模拟电压或电流比较器是电子电路中广泛使用的构建块，其具有针对低失调（low-offset）操作进行优化的输入级。例如，比较器是用于无线和超大规模集成（vlsi）系统、模拟/混合ic和模数转换器（adc）的基本模数接口元件。

比较器可以是一种设备，该设备将一个输入上的信号电压（vin）与其另一个输入上的参考电压（接地）进行比较，当一个信号电平大于另一个时，其生成为逻辑1或0的数字输出。比较器的外部引脚包括差分对，该差分对具有非反相输入（+）、反相输入（-），并且比较器一般还包括输出引脚。

技术实现要素：

一种比较器电路包括差分前置放大器、动态锁存器、自动调零环路、自校准电路和控制逻辑。差分前置放大器包括差分存储器电容器。动态锁存器被配置为以采样频率锁存差分前置放大器的输出。自动调零环路包括辅助放大器，该辅助放大器被配置为基于跨差分存储器电容器的电压将校正信号注入差分前置放大器中。自校准电路包括电荷泵，该电荷泵被配置为基于动态锁存器的输出来调整跨差分存储器电容器的电压。控制逻辑可以被配置为在第一时间段期间发送第一信号以使得自动调零环路能够提供差分前置放大器的初始失调校准，并且在第一时间段之后发生的第二时间段期间发送第二信号以使得自校准电路能够提供差分前置放大器的失调校准，最小化动态锁存器的失调。

一种控制比较器的方法包括：在第一时间段期间，使得自动调零环路能够提供包括差分存储器电容器的差分前置放大器的初始失调校准；以及在第一窗口之后的第二时间段期间，使得自校准电路能够提供差分前置放大器的失调校准，并且最小化动态锁存器的输出失调。

一种比较器电路包括差分前置放大器、动态锁存器、自动调零环路、自校准电路和控制逻辑。差分前置放大器包括差分存储器电容器。动态锁存器被配置为以采样频率锁存差分前置放大器的输出。自动调零环路包括辅助放大器，该辅助放大器被配置为基于跨差分存储器电容器的电压将校正信号注入差分前置放大器中。自校准电路包括电荷泵，该电荷泵被配置为基于动态锁存器的输出来调整到差分存储器电容器的电流。控制逻辑可以被配置为在第一时间段期间发送第一信号以使得自动调零环路能够提供差分前置放大器的初始失调校准，并且在第一时间段之后发生的第二时间段期间发送第二信号以使得自校准电路能够提供差分前置放大器的失调校准，最小化动态锁存器的失调。

附图说明

图1a是具有失调的放大器的框图。

图1b是图1a的放大器的输入电压与输出电压关系的图形表示。

图2a是具有失调的比较器的框图。

图2b是图2a的比较器的输入电压与输出电压关系的图形表示。

图3是不具有失调的模拟输入信号和结果比较器输出相对于时间的图形表示。

图4是具有失调的模拟输入信号和结果比较器输出相对于时间的图形表示。

图5是具有自动调零电路的比较器的示意图。

图6是图5中所示电路的相位和时钟信号相对于时间的图形图示。

图7是仅使用电荷泵电路的自校准比较器的示意图。

图8是仅使用图7的电荷泵电路的自校准比较器的信号相对于时间的图形图示。

图9是图7采用减小的残余失调的自校准电荷泵电路的信号相对于时间的图形图示。

图10是两步自动调零自校准比较器的示意图。

图11a是图10的两步自动调零自校准比较器的相位和时钟信号相对于时间的图形表示。

图11b是图10的两步自动调零自校准比较器的信号相对于时间的图形表示。

图12是两步失调补偿电流域比较器电路的示意图。

具体实施方式

如所要求的，本文公开了本发明的详细实施例；然而，应理解，所公开的实施例仅仅是可以以各种和替代形式体现的本发明的范例。各图不一定是按比例的；一些特征可能被放大或最小化以示出特定组件的细节。因此，本文公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制性的，而仅作为用于教导本领域技术人员以各种方式采用本发明的代表性基础。

术语“基本上”可以在本文中用于描述公开或要求保护的实施例。术语“基本上”可以修饰本公开中公开或要求保护的值或相对特性。在这样的实例中，“基本上”可以表明它修饰的值或相对特性在该值或相对特性的0%、0.1%、0.5%、1%、2%、3%、4%、5%或10%之内。

诸如汽车lidar（光测距和检测）之类的应用要求既以高速又以高精度操作的电子电路。这与用于传送的接收信号动态范围和调制速度有关。这样的系统形成收发器，其中检测能力依赖于高保真电子器件。诸如强度调制激光传送脉冲串中的相位编码之类的技术改进了总体系统性能，但是在需要组合低失调和高速操作例如以防止信息丢失方面对电子电路施加矛盾性要求。作为结果，这样的系统的接收信号路径可能要求在噪声水平之下的有效输入参考失调水平。用于仪器应用的电子器件受益于较低的带宽，其允许进行权衡来改进准确度，主要是由于诸如晶体管之类的组件的失配。这样的权衡允许通过增加器件大小来改进匹配。进一步的改进可以通过诸如自动调零之类的动态误差校正技术来实现。对于高速应用，器件大小必须针对速度进行优化，以便最小化寄生电容，然而这导致不良的失调性能。常规的自动调零方案也可能导致潜在的高残余失调，这是由于在比较器输出级处使用的高速动态锁存器所引起的失调效应并未被自动调零环路处置。比较器失调也可以被校准，然而工厂校准不足够鲁棒以保证电路在汽车条件下的寿命性能。这意味着应该寻求超越常规自动调零和校准的自校准技术。

由于诸如电子组件失配之类的多种非理想效应，放大器或比较器的实际实现将具有有效的输入失调电压。图1a是具有失调100的放大器的框图。放大器的输入参考失调（vos）可以用与其输入串联的dc电压源来建模。图1b是放大器100的输入电压154与输出电压152的关系150的图形表示。在零输入信号的情况下，在输入处要求该电压来创建零输出电压。作为这点的结果，放大器的输入-输出特性不过零。相同的构思可以应用于比较器，其中为了能够准确区分输入信号的极性，比较器包括与其输入串联放置的净输入参考dc电压（vos）。图2a是具有失调200的比较器的框图。图2b是比较器200的输入电压254与输出电压252的关系250的图形表示。

因此，诸如斩波、自动调零、相关双采样、修整和校准方法等失调减小技术已经广泛使用在集成电路中。每种方法具有益处和缺点，并且每种方法具有其对某些应用的最佳配合。这些可能牵涉到关于如下的考虑：对具体应用而言可能是重要的连续操作、干扰和毛刺的引入、在温度和寿命之上的鲁棒性等。

强度调制的相位编码lidar是其中比较器失调可能严重地影响性能的系统的一个示例。在这种情况下，通过将比较器的输出位流与传送相位模式相互关联来检测飞行时间。图3是不具有失调的模拟输入信号302和结果比较器输出304相对于时间306的图形表示300。模拟输入信号302包括意图的数字信号308和如接收的实际模拟信号310。图4是具有失调的模拟输入信号402和结果比较器输出404相对于时间406的图形表示400。模拟输入信号402包括意图的数字信号408和如接收的实际模拟信号410。

图示的两种假设情况——具有低失调的一种（图3）以及其中输入参考失调大于噪声的第二种（图4）。第一种情况（图3）图示了给定噪声输入的低失调比较器的输出。在这种情况下，即使在存在噪声的情况下，也可以恢复信号。在第二种情况下（图4），失调大于噪声，使得信号检测中断。这些示例说明失调控制是确保系统性能的关键。

对于比较器的情况——其中采样（同步）和宽带操作是关注的问题，自动调零可以用于失调减小技术。自动调零是一个过程，在该过程中，比较器的前置放大器与信号路径断开连接，其输入短路，以便允许其失调在其输出处发展出dc电压，然后该dc电压被感测并且用于将校正信号（通常是电流）注入回到放大器中，以便使失调归零。这是以闭环形式完成的，并且因此环路增益使残余失调减小。一旦稳定（settle）到校正信号电平，自动调零环路就断开，并且前置放大器可用于正常操作。在正常操作期间，校正信号正由校正路径产生，因为产生它的值保留存储在电容器上。存储可以发生在前置放大器的输出或输入二者处。

图5是自动调零比较器500的示意图。比较器500包括前置放大器502、动态锁存器504和反馈环路506。这可以表示为放大器等效电路508。图6是自动调零比较器500的相位602、604和时钟信号606相对于时间608的图形图示600。

比较器由具有有限增益（a）的前置放大器组成，使得a=5x到20x。前置放大器驱动动态锁存器，该动态锁存器响应于操作调整连接（图5）。前置放大器和有效的锁存器输入参考失调分别由vos,preamp和vos,latch标示。在不应用任何失调减小技术的情况下，比较器的有效输入参考失调将为：

。

在大多数情况下，由于主要的失调源是vos,preamp，因此前置放大器的失调被自动调零。这可以通过在相位期间（当信号路径断开连接时）使其输入短路并且将其输出存储在存储电容器（caz1和caz2）上来实现。同时，跨电容器（caz1和caz2）的电压（vx）驱动诸如跨导器（gmaz）的辅助放大器，该辅助放大器然后将校正信号（诸如电流）注入主放大器中。这然后将其输出驱动到理论上的零电平。为简单起见，假设无失调的gmaz，并且假设前置放大器的跨导为gmi=gmaz，则可以示出前置放大器的初始失调以其增益：a被减小。然后参考输入的比较器总残余失调可以在下面的等式中被表述为：

。

等式2说明自动调零方案不抑制锁存器有效失调。在低速应用中，这通常不是什么问题，在低速应用的情况下，锁存器晶体管可以被适当地定大小以供匹配，从而减小其初始失调。在高速应用中，这由于寄生电容增加和速度损失而是不实际的。

在高速adc系统中的比较器可以通过在整个比较器周围引入自校准架构来克服这点。在这些方案中，整个比较器被放置到反馈环路中，在该反馈环路中，辅助输入级被设置为将补偿电流注入比较器的前置放大器中。用于驱动该辅助对的电压是借助于由电荷泵向电容器中注入电流而生成的电压来生成的。电荷泵由比较器输出位通过一些逻辑门来驱动。该方案及其相关联的时序图在图7、图8和图9中示出。

图7是自校准电荷泵电路700的示意图。电荷泵电路700包括前置放大器702、动态锁存器704、反馈放大器706和用于控制电荷泵710的电荷泵控制电路708。图8是自校准电荷泵电路700的信号相对于时间814的图形图示800。信号包括802、804、fs806、up810、dn812和dout816。图9是采用减小的残余失调的自校准电荷泵电路700的信号相对于时间814的图形图示。信号包括802、804、fs806、up810、dn812和dout816和dout(1/2current)818。

原则上，该架构倾向于在钟控比较器周围创建弛豫振荡器，其中电荷泵电流ichp、存储器电容ch和比较器输入参考失调与比较器采样时钟fs（具有周期ts）一起确定其启动时间和其振荡幅度。校准阶段开始时，辅助对的输入存储器（vx：保持电容器电压）复位。由于总输入参考失调，比较器被切换到一侧，并且因此通过电荷泵注入极性而设计的环路的负极性将电流驱动到保持电容器中，以便抵消失调的效应。通过辅助对，该电压创建进入比较器中的补偿电流，一旦它克服失调，比较器输出位就开始切换。切换输出改变电荷泵输出电流的极性，其反转保持电容器上的电压方向。这继续直到比较器再次切换，并且该过程像弛豫振荡器一样重复。这导致保持电容器补偿电压上的纹波（ripple）。

假设辅助对的跨导（gmaux）和前置放大器的跨导（gmi）相同，并且比较器没有迟滞，则该纹波对应于校准之后比较器的残余输入参考失调。一旦校准阶段结束，电荷泵就停止注入，并且保持电容器的存储器维持所要求的补偿电流量值。利用该方案可以实现的最小残余失调可以在等式3中被表述为：

。

该技术的一个限制是，对于自校准环路要求初始时间来达到振荡状态。这将是初始输入参考失调vos,comp、电荷泵电流和保持电容器的函数，其可以在等式4中被表述为：

。

此外，该方法的另一个缺点是，对于固定的时钟频率（由应用固定），用于减小该残余失调（见等式3）、例如减小到小于噪声水平的水平的仅有方式是通过减小电荷泵电流（ichp）和/或增加保持电容器ch。如图9中所示并且由等式（4）预测的该方法的缺点，即自校准环路的总初始稳定时间（当从复位开始时）将以相同的改进因子增加。就限制系统的有效转换率而言，这可能具有应用级的劣势。这样的情况的潜在示例是较早前提到的汽车lidar的情况。在这样的应用中，期望高转换率，因为这关联至扫描系统的扫描率，该扫描率联接至总体lidar帧率。

因此，自校准技术具有良好的潜力用于精确的高速比较器的情况，因为它补偿了比较器后端中动态锁存器的失调（与仅自动调零方法相反），然而，需要进行改进，以便使得能够实现快速稳定和减小残余失调二者。

本公开提出了一种用于高速比较器的两步自校准自动调零方法，以便在维持相对短的校准时间的同时实现非常低的残余失调水平。该系统在一般的高速adc中具有应用，在一般的高速adc中该方法适合诸如脉冲编码dtof汽车lidar之类的应用。其他潜在的应用包括具有全局快门的成像器传感器、间接飞行时间3d传感器以及一般地其中需要组合高吞吐量和低失调的任何数据转换系统。

两种方法的组合在两步方案中，其中一种方法从第一步骤结束处作为第二步骤校准而继续。在图10中图示了比较器周围的布置，并且在图11a和图11b中图示了时序图。这些图提供了对于电压域比较器的情况的图示。用于实现这点的附加硬件是最少的。

这里提出的失调减小技术将闭环自动调零阶段作为第一步骤应用于比较器的前置放大器，并且在该阶段结束处将初始补偿电压vx存储在自动调零电容器caz上。由于前置放大器是宽带的，因此利用放大器的指数稳定行为可以相对快速地实现该步骤，这可以比利用图7的自校准环路可实现的线性稳定快速得多，如可以在等式5中被表述：

。

其中，n是考虑稳定的时间常数的数量。由于第二校准步骤将应对自动调零之后的残余失调，因此对于第一步骤存在不具有完全稳定的可能性，这有助于进一步减小校准时间。

在第一步骤（前置放大器自动调零步骤）结束处，输入参考失调等于由等式（2）针对自动调零比较器预测的残余失调，其比未校准的比较器小得多。在此之后，基于图7中所示的自校准方案的第二步骤闭环校准应用于自动调零比较器。第二步骤旨在减少由于动态锁存器的失调而对残余失调的贡献项。

一个改进是已经存储在自动调零电容器caz（vx）上的校正电压在自校准阶段开始处不被复位。该值用作对于第二闭环操作的初始条件，而不是复位vx。该方案的其余部分类似于图7的方案，其牵涉到电荷泵（在相位期间操作）和从比较器输出驱动它的逻辑。当由于残余失调，比较器困在给定输出时，电荷泵向caz电容器中注入一些额外的校正电流，直到它克服残余失调并且输出位翻转。这使电荷泵的极性反转，从而导致位的切换，并且这样弛豫振荡效应开始。

该改进是，环路从由等式（2）描述的自动调零阶段之后的残余失调vos,res开始，而不是环路从由等式（1）描述的初始未校准比较器失调vos,comp开始。忽略参考输入的锁存器失调的效应，该残余失调可以被近似为已经以前置放大器的增益因子a被减小，从而显著减小初始稳定时间。

作为这点的结果，当第二步骤——自校准方案开始时，它需要应用的额外补偿不再是要补偿全部比较器失调，而是仅补偿动态锁存器失调的效应。由于这较小，因此针对与现有技术相同的条件（针对保持电容器和电荷泵电流），第二步骤的稳定时间将短得多。这允许通过延长第二阶段的稳定时间以抵换减小的残余失调来进行权衡。这可以例如通过选择较小的电荷泵电流来完成。这样，残余失调可以有效地减小至噪声水平之下的值，但不以附加稳定时间为代价。图11b中的时序图比较了这样的权衡与现有技术。

也可以以其他方式进行权衡，即通过选择具有更大的残余失调（如果应用容忍的话），并且然后实现更短的校准时间。当系统转换率必须进一步增加时，这可能是有价值的。

应该注意，图10中提出的两步失调补偿方法不仅仅限于这里所示的电压域比较器架构，而是还可以扩展到电流域比较器，其中前置放大器用电流入和电流出放大器级被替换，从而将电流信号注入动态锁存器中。在这样的架构中，补偿自动调零跨导器的输出电流仍然可以注入电流域前置放大器中。在图8中示出了该配置。如可以看到的，就电流域信号路径而言，对于输入开关要求轻微修改，以便在没有输入信号的情况下完成自动调零（和校准），这意味着输入应该断开连接，而不是像电压域比较器那样创建短路。

注意：这里用通俗易懂的技术语言声明的是：

两步失调校准基于前置放大器的第一自动调零步骤、继之以使用电荷泵进一步修改存储器帽上的校正信号的总体比较器自校准环路。

益处是它补偿总体比较器（前置放大器+锁存器）的失调，但当期望非常低的残余失调时允许缩短总体校准时间。

它通过首先以由前置放大器的带宽并且因此不是电荷泵电流确定的速度快速地自动调零前置放大器的失调来进行以上。

然后将剩余失调驱动至非常低的残余失调，从而闭合在比较器周围的自校准环路，在相对短的时间内用电荷泵注入小的校正电流（因为大部分失调已在第一步骤中被校准）。

体现本文描述的算法和/或方法技术的程序代码能够以各种不同的形式作为程序产品被单独或共同分发。程序代码可以使用其上具有计算机可读程序指令以用于引起处理器实行一个或多个实施例的方面的计算机可读存储介质来分发。固有为非暂时性的计算机可读存储介质可以包括以用于信息存储的任何方法或技术实现的易失性和非易失性的、以及可移除和不可移除的有形介质，所述信息诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据。计算机可读存储介质可以进一步包括ram、rom、可擦除可编程只读存储器（eprom）、电可擦除可编程只读存储器（eeprom）、闪速存储器或其他固态存储器技术、便携式致密盘只读存储器（cd-rom）或其他光学存储装置、盒式磁带、磁带、磁盘存储装置或其他磁性存储设备，或可以用于存储所期望信息并可以由计算机读取的任何其他介质。计算机可读程序指令可以从计算机可读存储介质下载到计算机、另一种类型的可编程数据处理装置或另一设备，或者经由网络下载到外部计算机或外部存储设备。

存储在计算机可读介质中的计算机可读程序指令可以用于引导计算机、其他类型的可编程数据处理装置或其他设备以特定方式运作，使得存储在计算机可读介质中的指令产生包括实现流程图或图中指定的功能、动作和/或操作的指令的制品。在某些替代实施例中，流程图和图中指定的功能、动作和/或操作可以被重新排序、串行处理和/或与一个或多个实施例一致地并行处理。此外，任何流程图和/或图可以包括比与一个或多个实施例一致地图示的那些节点或块更多或更少的节点或块。

虽然本发明的所有内容已经通过各种实施例的描述进行了说明，并且虽然这些实施例已经被相当详细地描述，但是申请人并不意图将所附权利要求的范围局限或以任何方式限制于这样的细节。对于本领域技术人员而言，附加的优点和修改将是容易清楚的。因此，本发明在其更宽广的方面中不限于具体的细节、代表性的装置和方法以及所示和所述的说明性示例。因此，在不偏离总体发明构思的精神或范围的情况下，可以进行与这样的细节的偏离。