集成电路、数模转换器及其驱动方法与流程

1.本发明涉及数模转换器技术领域，具体涉及一种集成电路、数模转换器及其驱动方法。


背景技术：

2.在相关技术中，高精度的数模转换器(digital-to-analog converter，dac)一般采用r-2r阶梯电阻网络的结构。由于该r-2r阶梯电阻网络的结构的dac的电阻个数少，输出阻抗小，由电阻产生的热噪声较小，进而广泛应用于工业过程控制、自动测试系统以及数据采集系统等领域。
3.图1a和图1b示出根据相关技术的r-2r阶梯电阻网络结构的示意图，如图1a所示，在r-2r阶梯电阻网络结构中，电阻的阻值固定为r和2r两种。理论上每增加1比特(bit)精度，只需要增加r和2r各一个电阻和开关s，电阻网络的面积不会随精度增加而指数级增长。该结构只需要根据数字信号控制每个2r与第一参考电压vref1和第二参考电压vref2连接的开关2，即可以得到：
[0004][0005]
其中，vout表示输出电压，d[a-1:0]表示输入的a位数字信号。
[0006]
图1a所示的r-2r数模转换器可以等效为一个电压为vout的电压源串联一个输出电阻r(如图1b所示)。该dac结构在低有效位(least-significant-bits，lsb)端继续增加比特数量，不会改变该dac整体的输出电阻，这是r-2r dac结构容易扩展精度的重要优势。
[0007]
该结构的输出精度，主要受限于电阻的匹配精度。当由于工艺、光刻等原因，导致电阻阻值并不完全相同的时候，会导致输出电压与理想电压的偏差。该偏差主要由微分非线性(differential-non-linearity，dnl)和积分非线性(integral-non-linearity，inl)两个指标来刻画。随着dac输出精度的增加，对高有效位(most-significant-bits，msb)电阻(例如d[a-1])的失配要求也随之增加，导致该结构在高精度时的性能变差。
[0008]
现有的修整方法的示例是激光微调，其中制造设备的单个组件使用激光进行物理修整。激光微调是相对缓慢和昂贵的处理，其必须在封装dac之前执行。因此，由于在装配过程中由组件产生的随后应力以及由执行激光修整引起的成本负担，存在对其精度的限制。
[0009]
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。


技术实现要素：

[0010]
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种集成电路、数模转换器及其驱动方法，在实现对数模转换器的数字校准的同时，也降低了芯片对面积和需要驱动的开关数量的要求。
[0011]
根据本公开第一方面，提供了一种数模转换器，包括：第一部分，具有形成所述数模转换器中二进制加权的权重值的多个第一电流路径，且所述多个第一电流路径中每一电
流路径对应的权重值各不相同；
[0012]
第二部分，与所述第一部分连接，具有形成所述数模转换器中二进制加权的权重值的多个第二电流路径，且所述多个第二电流路径中每一电流路径对应的权重值均相同；以及
[0013]
第三部分，与所述第一部分和所述第二部分连接，具有形成所述数模转换器中额外的二进制加权的权重值的至少一个第三电流路径，以便调整所述第一部分和所述第二部分所对应的权重值之和，
[0014]
其中，所述多个第一电流路径、所述多个第二电流路径和所述至少一个第三电流路径中的每一个均可在第一节点和第二节点之间切换，以及所述至少一个第三电流路径中每个第三电流路径对应的权重值均小于预设阈值。
[0015]
可选地，所述多个第一电流路径所对应的多个权重值中的最小权重值对应所述数模转换器的一个最低有效位。
[0016]
可选地，所述第一部分还包括：
[0017]
多个第四电流路径，用于形成所述数模转换器中二进制加权的权重值，
[0018]
其中，所述多个第四电流路径中每个电流路径所对应的权重值各不相同，且均小于所述多个第一电流路径所对应的多个权重值中的最小权重值。
[0019]
可选地，所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分通过共享连接一起连接至所述数模转换器的输出节点。
[0020]
可选地，所述第一节点被连接至第一参考电压输入端，所述第二节点被连接至第二参考电压输入端。
[0021]
可选地，所述多个第一电流路径中的任一第一电流路径、所述多个第二电流路径中的任一第二电流路径和所述多个第四电流路径中的任一第四电流路径中均具有阻值为2r的电阻，以及所述至少一个第三电流路径中具有阻值为m*2r的电阻，
[0022]
其中，r为正数，m为正整数，且m等于所述多个第二电流路径中的任一第二电流路径对应的权重值与所述至少一个第三电流路径对应的权重值的比例值。
[0023]
可选地，所述数模转换器还包括：
[0024]
控制器，被配置为对所述数模转换器接收的初始数模转换器编码进行校准和补偿，并基于校准及补偿后的数模转换器编码控制所述数模转换器中每个电流路径在所述第一节点和所述第二节点之间的切换，以使得所述数模转换器的输出电压按照所述初始数模转换器编码正常步进。
[0025]
可选地，所述控制器包括：
[0026]
第一解码器，用于对所述初始数模转换器编码进行解码分组，以产生对应所述第二部分的分段编码、对应权重值大于阈值的所述第一部分的高位编码和对应权重值小于阈值的所述第一部分的低位编码；
[0027]
分段编码校正查找模块，与所述第一解码器连接，用于根据所述分段编码查找获得预先存储的第一校准信息；
[0028]
高位编码校正查找模块，与所述第一解码器连接，用于根据所述高位编码查找获得预先存储的第二校准信息；
[0029]
系统增益误差计算模块，用于根据所述初始数模转换器编码计算获得系统增益误
差补偿信息，以补偿由所述至少一个第三电流路径造成的所述第一部分和所述第二部分的对输出电压的贡献的变化；
[0030]
随机增益误差计算模块，用于根据所述初始数模转换器编码和预先存储的随机增益误差信息计算获得随机增益误差补偿信息，以补偿由所述第一校准信息和所述第二校准信息造成的随机增益误差；
[0031]
加法器模块，用于根据所述第一校准信息、所述第二校准信息、所述系统增益误差补偿信息、所述随机增益误差补偿信息和所述低位编码运算获得所述校准及补偿后的数模转换器编码；
[0032]
第二解码器，用于对所述校准及补偿后的数模转换器编码进行解码分组，以产生第一编码、驱动所述多个第四电流路径的第二编码和驱动所述至少一个第三电流路径的第三编码，
[0033]
其中，所述第一编码和所述高位编码用于共同实现对所述多个第一电流路径的驱动，以及所述分段编码用于实现对所述多个第二电流路径的驱动。
[0034]
可选地，所述数模转换器还包括：
[0035]
第一存储器，用于存储所述随机增益误差信息。
[0036]
可选地，所述数模转换器还包括：
[0037]
第二存储器，用于存储所述第一校准信息；
[0038]
第三存储器，用于存储所述第二校准信息。
[0039]
可选地，所述数模转换器还包括：
[0040]
第一查找表，用于存储所述第一校准信息；
[0041]
第二查找表，用于存储所述第二校准信息。
[0042]
根据本公开第二方面，提供了一种数模转换器的驱动方法，所述数模转换器具有第一部分、第二部分和第三部分，所述第一部分包括形成所述数模转换器中二进制加权的权重值的多个第一电流路径，所述第二部分，包括具有形成所述数模转换器中二进制加权的权重值的多个第二电流路径，所述第三部分具有形成所述数模转换器中额外的二进制加权的权重值的至少一个第三电流路径，以便调整所述第一部分和所述第二部分所对应的权重值之和，其中，所述多个第一电流路径、所述多个第二电流路径和所述至少一个第三电流路径中的每一个均可在第一节点和第二节点之间切换，以及所述至少一个第三电流路径中每个第三电流路径对应的权重值均小于预设阈值，所述方法包括：
[0043]
接收初始数模转换器编码；
[0044]
对所述初始数模转换器编码进行补偿和校准后，获得校准及补偿后的数模转换器编码；
[0045]
基于所述校准及补偿后的数模转换器编码驱动位于所述数模转换器的每个电流路径上的开关。
[0046]
可选地，对所述初始数模转换器编码进行补偿和校准包括：
[0047]
基于所述初始数模转换器编码中的分段编码查找获得第一校准信息；
[0048]
基于所述初始数模转换器编码中的高位编码查找获得第二校准信息；
[0049]
基于所述初始数模转换器编码计算获得系统增益误差补偿信息；
[0050]
基于所述初始数模转换器编码和随机增益误差计算获得随机增益误差补偿信息；
[0051]
至少部分的基于所述第一校准信息、所述第二校准信息、所述系统增益误差补偿信息和所述随机增益误差补偿信息调整所述初始数模转换器编码。
[0052]
可选地，所述多个第一电流路径中每一电流路径对应的权重值各不相同，且所述多个第二电流路径中每一电流路径对应的权重值均相同。
[0053]
可选地，所述第一部分还包括：多个第四电流路径，用于形成所述数模转换器中二进制加权的权重值，
[0054]
其中，所述多个第四电流路径中每个电流路径所对应的权重值各不相同，且均小于所述多个第一电流路径所对应的多个权重值中的最小权重值。
[0055]
根据本公开第三方面，提供了一种集成电路，包括：如上述的数模转换器。
[0056]
本发明的有益效果是：本公开所涉及的集成电路、数模转换器及其驱动方法，在原数模转换器的电路结构的基础上新增具有了至少一个第三电流路径的第三部分，由于该至少一个第三电流路径对输出电压也存在一定的贡献，进而降低了原数模转换器中第一部分和第二部分的电流路径在驱动信号即数模转换器编码全“1”的情况下的满量程值，进而提供了可对数模转换器的失配误差进行补偿的区间，有助于实现对数模转换器的数字校准。同时，由于本公开为仅在数模转换器中增加一个电流路径，也即只需要在数模转换芯片中额外的增加一个电阻和一个开关即可实现对数模转换器的数字校准，降低了数模转换芯片对面积的需求，以及减少了需要驱动的开关的数量，可以减少芯片的驱动时间，进而提高驱动效率。并且相对于传统的激光修调，本公开中的数字校准也使得对数模转换器的修调的准确性得到了保证。
[0057]
另一方面，本公开中还在第一部分中设置有具有更低权重的多个第四电流路径，提供了数字校准时的更小的操作步长，进而降低了数模转换器的微分非线性误差和积分非线性误差。
[0058]
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
[0059]
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
[0060]
图1a和图1b示出根据相关技术的r-2r阶梯电阻网络结构的示意图；
[0061]
图2a示出根据相关技术的一种数模转换器的示意图；
[0062]
图2b示出图2a中的数模转换器修调时的示意图；
[0063]
图3示出根据相关技术的另一种数模转换器的示意图；
[0064]
图4示出根据本公开实施例提供的数模转换器的结构示意图；
[0065]
图5示出根据本公开实施例提供的驱动数模转换器的控制器的结构示意图；
[0066]
图6示出根据本公开实施例提供的数模转换器在不考虑失配情况下的系统增益误差补偿信息与数模转换器编码的关系示意图；
[0067]
图7a和图7b分别示出在不考虑失配情况下数模转换器的积分非线性误差和微分非线性误差的仿真示意图；
[0068]
图8示出根据本公开实施例提供的数模转换器的校准信息的可存在区间随输入的
dac编码的变化情况示意图；
[0069]
图9a和图9b分别示出在考虑失配且未进行校准的情况下数模转换器的积分非线性误差和微分非线性误差的仿真示意图；
[0070]
图10a和图10b分别示出在考虑失配情况下经校准后的数模转换器的积分非线性误差和微分非线性误差的仿真示意图；
[0071]
图11示出根据本公开实施例提供的数模转换器的驱动方法的流程框图。
具体实施方式
[0072]
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
[0073]
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
[0074]
下面，参照附图对本发明进行详细说明。
[0075]
需要说明的是，为便于理解和解释说明，本文中为仅以16位的数模转换器(本文中简称为dac)为例进行示例性的说明，但应当理解的是，在实践中，本文中所公开的内容可以应用于具有任意分辨率的dac。
[0076]
参考图2a，图2a示出根据相关技术的一种数模转换器的示意图。
[0077]
已知在集成电路制造期间的组件变化可引起电阻不匹配。因此，在理想的r-2r梯形(或为了便于标记，r2r梯形)中，所有电阻具有正好一个任意的电阻单元r，或两个任意电阻单位2r。其中2r电阻可以很容易地通过串联的两个r电阻来形成，使得名义上在制造期间形成的电阻器等于dac的每个另一个电阻。
[0078]
然而，该r2r的设计固有地导致一些电阻(最接近输出端的)比更远离输出端的电阻具有更强烈地加权。该增加的权重以及因此对于匹配高准确性的改进需求导致了分段设计的形成，其中该dac可被认为由互连的r2r部分和温度码部分两部分组成，其r2r部分为r和2r电阻交替连接的r2r部分，其中2r抽头部分(每个2r抽头部分所在支路均对应一个对输出电压vout有贡献的电流路径)的权重从1lsb(本文中，1lsb为单位lsb，且1lsb＝1/2
16
，其中16为dac的位数)到2048lsb以2的倍数变化，相当于一个12位的数模转换器。温度码部分为由2r电阻并联组成的温度码部分，总共有15条支路，每个支路的权重都与r2r部分的总合相当，温度码部分额外提供了4位的分辨率，连同r2r部分共同构成了16位的数模转换器。与只有r-2r部分构成的16位dac相比，高位由温度码组成的dac，2r部分的最大权重从32768lsb下降到4096lsb，因此降低了电阻的匹配要求，同时dac输出阻抗从2r下降到2r/16，在保持输出阻抗恒定的情况下，提高了r和2r对应的阻抗，降低了对走线电阻和版图的要求。
[0079]
r2r梯形结构的dac(简称为r2r dac)的缺点是电阻之间的失配会同时影响inl和dnl。因此12位以上的r2r dac都需要出厂校准之后才能使用。传统的方法是对权重较高的r2r电阻，以及温度码部分的2r电阻进行激光修调，如图2b所示，图2b示出图2a中的数模转
换器修调时的示意图。激光修调部分的电阻和r2r电阻，由不同尺寸的电阻组成，用来提供精细的修调操作，这会带来长期使用时参数漂移风险。激光修调需要同步反复多次测试dac的输出，dac本身的高精度和高线性度要求，极大的拉长了dac测试需要的时间。同时激光修调是在封装前进行，封装应力带来的偏移会进一步影响芯片的良率。不论是从成本出发，还是从dac的性能考虑，都渴望着一种封装后修调的方法，充分利用数字电路提供的强大计算能力。
[0080]
图3示出根据相关技术的另一种数模转换器的示意图，该dac结构可在封装后利用数字信号对dac进行修调。
[0081]
如图3所示，该dac为在图2a所示的dac结构的基础上，将温度码部分中的一个或多个支路替换为采用与r2r部分中相同的设计(记为第二r2r部分)实现，进而为dac的校准信息(本文中记为dac
adj
)提供可供存在的区间。也即是说，图3中dac的温度码部分包括第一温度码部分和第二r2r部分。
[0082]
在dac的电路结构中，每个2r电阻所在支路均对应一个电流路径，每个电流路径可通过由数字信号控制的开关s连接至第一参考电压v
ref1
或第二参考电压v
ref2
，且每个电流路径分别对应有一定的权重。本文中，把权重为大于预设阈值的电流路径记为dach，把权重为小于或等于该预设阈值的电流路径记为dac
l
，dac中的总的电流路径记为dacv。同时，可把dac接收的数字编码(如为二进制编码，简称为dac编码，本文中记为dacc)也对于划分为dac
ch
和dac
cl
。在一般情况下，可将dac中的电阻失配看作是由dach部分的电流路径中的电阻失配引起的，而可将dac中的dac
l
部分的电流路径看做是理想的。
[0083]
假设该预设阈值为128lsb，则在图3所示的dac中，其dac
ch
对应输入的dac编码中的[15:8]的部分，dach与dac
ch
一一对应；其dac
cl
对应输入的dac编码中的[7:0]的部分，dac
l
与dac
cl
一一对应。也即是说，dac
cl
对应的权重区间为(0～255)*lsb，其第二r2r2部分中的最小支路与r2r部分中权重小于128lsb的支路共同构成dac
l
。其中，r2r部分中权重小于128lsb的支路对应的权重区间为(0～255)*lsb，而第二r2r部分中的最小支路根据各支路的状态，可提供[-128,0,128]*lsb共3个可选权重输出，因此dac
l
对应的权重区间为(0～255)*lsb+[-128,0,128]*lsb＝(-128～+383)lsb。可以看到图3中的dac相对于图2a中的dac多了(-128～+128)*lsb的修调区间，可以供dac的修调项dac
adj
进行修调，只要满足一定的dac
adj
设置，最终的dacv即为理想的。
[0084]
但是，图3所示的dac由于需要两个近似完全一样的r2r部分，大大的增加了芯片的面积和需要驱动的开关s的数量，对模拟电路的要求较高。同时，针对不同的情况，其可供选择的解决方案有限。因此，本公开提出了另一种可采用数字信号对dac进行修调校准的方案，以克服该缺陷，具体说明如下。
[0085]
图4示出根据本公开实施例提供的数模转换器的结构示意图；
[0086]
如图4所示，本公开中，dac包括有第一部分(对应dac中的r2r部分)、第二部分(对应dac中的温度码部分)和第三部分(为dac中额外设置的部分)。该第一部分、第二部分和第三部分均共同连接至dac的输出节点，以向输出电压vout提供相应的贡献。
[0087]
第一部分具有形成dac中二进制加权的权重值的多个第一电流路径200，且该多个第一电流路径200中每一电流路径对应的权重值各不相同(该多个第一电流路径200对应的多个权重值从低到高例如为1lsb、2lsb、4lsb、...、(n/2)lsb、nlsb，其中，n为正整数)。
[0088]
第二部分与第一部分连接，具有形成dac中二进制加权的权重值的多个第二电流路径300，且该多个第二电流路径300中每一电流路径对应的权重值均相同(该多个第二电流路径300对应的多个权重值例如均为2nlsb)。
[0089]
第三部分与第一部分和第二部分连接，具有形成dac中额外的二进制加权的权重值的至少一个第三电流路径400，以便调整第一部分和第二部分所对应的权重值之和。其中，该至少一个第三电流路径400对应的权重值例如为(2n/m)lsb，其中，m为正整数。以及当第三电流路径的数量为两个或两个以上时，该两个或两个以上的第三电流路径所分别对应的权重值可以相同也可以不同，例如表现为每个第三电流路径对应的m值的区别。本实施例中，为仅以一个第三电流路径为例进行说明，对于两个或两个以上的第三电流路径，原理基本相同。
[0090]
进一步的，多个第一电流路径200、多个第二电流路径300和至少一个第三电流路径中400的每一个均可通过开关s在第一节点和第二节点之间切换，以及至少一个第三电流路径400中每个第三电流路径对应的权重值均小于预设阈值。其中，第一节点被连接至第一参考电压v
ref1
输入端，第二节点被连接至第二参考电压v
ref2
输入端。
[0091]
可选地，本公开的其中一个实施例中，至少一个第三电流路径400中每个第三电流路径对应的权重值均可以等于多个第一电流路径200多对应的多个权重值的其中之一，如此，可以方便后续的编码和解码工作。但是在本公开的其它实施例中，至少一个第三电流路径400中每个第三电流路径对应的权重值也可以为其它数值，本公开对此不作具体限定。
[0092]
本实施例中，多个第一电流路径200所对应的多个权重值中的最小权重值对应dac的一个最低有效位，即1lsb。
[0093]
本实施例中，第一部分还包括：具有形成dac中二进制加权的权重值的多个第四电流路径100，该多个第四电流路径100中每个电流路径所对应的权重值各不相同(该多个第四电流路径100对应的多个权重值从高到低例如为(1/2)lsb、...、(1/k)lsb，其中，k为正整数)，且均小于多个第一电流路径200所对应的多个权重值中的最小权重值。同时，dac第一部分的多个第四电流路径100和多个第一电流路径200所分别对应的多个权重值的和等于dac第二部门中任一第二电流路径多对应的权重值。本公开中，多个第四电流路径所对应的多个权重值中最小的权重值(1/k)lsb即对应为本公开dac的最小分辨率。
[0094]
在本公开的dac中，多个第一电流路径200中的任一第一电流路径、多个第二电流路径300中的任一第二电流路径和多个第四电流路径100中的任一第四电流路径中每一电流路径均具有阻值为2r的电阻，但是在至少一个第三电流路径400中，每个第三电流路径为具有阻值为m*2r的电阻(其中，参考前述描述，当第三电流路径的数量为两个或两个以上时，该两个或两个以上的第三电流路径所分别对应的m值可以相同也可以不同)。其中，r为正数，m为正整数，且m等于多个第二电流路径300中的任一第二电流路径对应的权重值与至少一个第三电流路径对应的权重值的比例值。也即是说，基于本公开的dac结构，在实际应用中若想对至少一个第三电流路径400设定不同的权重值，仅需改变该至少一个第三电流路径400上的电阻的阻值即可实现，有效的提高了针对不同的情况时，可以选择的解决方案的数量。同时，由于本公开实施例中为仅在dac中增加一个电流路径，也即只需要在dac芯片中额外的增加一个电阻和一个开关s即可实现对dac的数字校准，降低了dac芯片对面积的需求，以及减少了需要驱动的开关的数量，可以减少芯片的驱动时间，进而提高驱动效率。
[0095]
本实施例中，同样还以16位的dac为例，以及以仅具有1个第三电流路径400为例进行说明，则在该16位的dac中，其第一部分如包括3个第四电流路径100和12个第一电流路径200，用于提供16位dac的12个低有效位，且该第一部分中的每个电流路径可通过电阻r连接至相邻的电流路径。其第二部分如包括15个第二电流路径300，进而提供16位dac的4个高有效位。其第三部分包括1个第三电流路径400，用于提供16位dac的额外权重，以辅助第一部分进行对dac的修调校准。
[0096]
本实施例dac中，其第一部分和第二部分通过最接近输出节点的电阻r进行分段。且第一部分的r2r梯形网络操作为电位分压器的序列，使得12个最低有效位在其对输出电压vout的贡献中进行加权。与此相反，第二部分的多个第二电流路径300全部直接连接到输出节点，因此，多个第二电流路径300中的每个各自对输出电压vout的贡献是相同的。因此，在所示的示例中，其3个电流路径100分别用以分别提供1/2个单位的有效权重、1/4个单位的有效权重和1/4个单位的有效权重，即1lsb/2、1lsb/4和1lsb/4；其12个第一电流路径200分别用以提供1个单位的有效权重、2个单位的有效权重、4个单位的有效权重、...、2048个单位的有效权重，即20lsb～2
11
lsb的权重加权。其第二部分的15个第二电流路径300中的每个第二电流路径均可提供2
12
lsb的权重。进而，该dac由该第一部分和第二部分共同实现16位的数模转换。
[0097]
同时，该dac中的多个第一电流路径200、多个第二电流路径300和多个第四电流路径100均包括2r电阻和开关s，并且dac中的每个电流路径均可在第一参考电压v
ref1
和第二参考电压v
ref2
之间切换。一般的，若第一参考电压v
ref1
小于第二参考电压v
ref2
，则16位dac中的每个电流路径在各自开关接收的编码为逻辑0时连接至第一参考电压v
ref1
，在各自开关接收的编码为逻辑1时连接至第二参考电压v
ref2
。
[0098]
示例性的，本公开中的dac可划分为核心部分(对应包括多个第一电流路径200和多个第二电流路径300)、aux部分(对应包括第三电流路径400)和sub部分(对应包括多个第四电流路径100)。若同样以128个单位的有效权重即128lsb作为各电流路径的权重值的预设阈值，并按照前述思路，本实施例中dac的核心部分可划分为dach(对应权重大于128lsb的电流路径)和dac
l
(对应权重小于或等于128lsb的电流路径)，并分别由编码dac
ch
控制dach，由编码dac
cl
控制dac
l
。
[0099]
可以得知的是，传统上，16位dac的单位有效权重即1lsb＝1/2
16
。而本公开中，由于aux部分提供的额外的加权权重值，使得16位dac的单位有效权重即1lsb变为等于1/(2
16
+128)。也即是说，本公开中的单位有效权重变小了，也即dac中的任一电流路径在相同的连接结构下对输出电压vout的贡献也变小了，例如，dac的核心部分在所接收的编码(也即dac所接收的初始dac编码)全为逻辑1的情况下，其满量程值变小了。基于此原理，本公开中dac可基于aux部分提供的128lsb的额外权重提供修调项dac
adj
的修调区间。可以理解的是，该128lsb仅是示例性的，在实际应用过程中可根据不同的情况选用不同的数值。
[0100]
基于本公开中的上述dac结构，(1)在不考虑失配和校准的情况下，有
[0101]
dacv＝dac
ch
+dac
l,a
+dac
sub,a
+dac
aux,a
；
[0102]
dac
l,a
+dac
sub,a
+dac
aux,a
＝dac
adj
+dac
cl
+sys_gn(dacc)。
[0103]
其中，dacv为实际的dac输出；dac
l,a
为dac核心部分中权重值低于预设阈值的电流支路对应的编码；dac
sub,a
为sub部分的电流支路对应的编码；dac
aux,a
为aux部分的电流支路
对应的编码。
[0104]
由于不考虑失配和校准，dac
adj
＝0，进而有：
[0105]
dac
l,a
+dac
sub,a
+dac
aux,a
＝dac
cl
+sys_gn(dacc)；
[0106]
其中，sys_gn(dacc)为dacc的一个映射，为用来补偿dac核心部分的满量程变化。
[0107]
也即是说，基于本公开实施例的dac结构，若在不考虑dac的失配和校准的情况下，可以通过设置sys_gn(dacc)作为dac所接收的dac编码的系统增益误差校正信息，并以此来补偿dac核心部分的满量程变化。同时，该系统增益误差校正信息即sys_gn(dacc)可根据dac接收的初始的dac编码以及对应的dac结构通过相应的计算获得。参考图6，图6示出根据本公开实施例提供的数模转换器在不考虑失配情况下的系统增益误差补偿信息与数模转换器编码的关系示意图，根据图6可知，随着dac所接收的dac编码序列的增加，对应的增益误差校正信息即sys_gn(dacc)也在随之增加。在dac编码序列为“全0”时，sys_gn(dacc)也为0，在dac编码序列为“全1”时，sys_gn(dacc)达到最大的设定值，如本实施例中对应为128lsb。例如，传统上，dac编码为“全1”时，对应输出电压vout为最大值v
ref2
例如为5v；但本公开的dac结构中由于aux部分提供的额外的128lsb的加权权重，使得本公开dac结构中的核心部分(即对应传统上的整个dac部分)对应的编码在为“全1”时对应输出电压vout最大只能达到例如为4.9v的电压值，此时需要dac中的aux部分对应的dac码也为“逻辑1”，对偿dac核心部分的满量程进行补偿，使得输出电压vout达到最大值5v。再例如，传统上，dac编码为部分为“1”，如对应dac码12345时，对应输出电压vout例如为3v；但本公开的dac结构中由于aux部分提供的额外的128lsb的加权权重，使得本公开dac结构中的核心部分(即对应传统上的整个dac部分)对应的编码在对应码12345时对应输出电压vout只能达到例如为2.9v的电压值，此时需要dac中的aux部分提供例如为55lsb的系统增益误差校正，以对偿dac核心部分进行补偿，使得输出电压vout达到3v。此时，可根据系统计算结果，设置aux部分对应的dac编码为“逻辑1”，在相应改变dac核心部分对应的dac编码以使其减少对应(128lsb-55lsb)的贡献，最终使得输出电压vout达到3v。其它同理。
[0108]
若在不考虑dac的失配和校准的情况下，对本公开中dac的输出进行分析，可得到如图7a和图7b所分别示出的在不考虑失配情况下数模转换器的积分非线性误差和微分非线性误差的仿真示意图。参考图7a和图7b，由于dac的积分非线性误差inl和微分非线性误差dnl主要受dac的最小操作步长的限制，而本公开的dac中设置有sub部分以提供dac的更小的操作步长，进而可以使得若在不考虑dac的失配和校准的情况下，本公开的dac结构最终可实现dac的积分非线性误差inl和微分非线性误差dnl都位于
±
0.3lsb的可接收范围内。应当理解的是，实践中可根据具体的应用需求综合考量芯片的面积需求以及inl和dnl的需求而合理的选择需要扩展的dac的最小操作补偿，本公开对此不作具体限定。
[0109]
(2)在考虑失配和校准的情况下，有
[0110]
dac
l,a
+dac
sub,a
+dac
aux,a
＝dac
cl
+sys_gn(dacc)+gn_err(dacc)+dac
adj
(dac
ch
)；
[0111]
dacv＝dac
ch
+dac
l,a
+dac
sub,a
+dac
aux,a
；
[0112]
其中，gn_err(dacc)为随机增益误差校准信息，dac
adj
(dac
ch
)为对dac的核心部分中的dach部分对应的编码的校准信息。
[0113]
若在考虑失配和校准的情况下，需要引入校准信息dac
adj
来对dac接收的dac编码进行校正，以对dac结构中由于电阻等的失配所引起的误差进行校正。且本公开中，可假定
dac核心部分中的温度码部分300对应的全部电阻都存在失配，需要校准；dac核心部分中的r2r部分200中对应权重大于预设阈值的r2r msb部分对应的全部或者部分电阻存在失配，需要校准；而dac核心部分中的r2r部分200中对应权重小于或等于预设阈值的r2r lsb部分对应的电阻不存在失配，不需要校准。进而，dac
adj
即对应为dac
adj
(dac
ch
)。
[0114]
本公开中，dac结构中的dac
l-dac
cl-sys_gn(dacc)提供了可供校准信息dac
adj
存在的区间。其中，此处dac
l
对应为dac结构中所有权重值小于或等于预设阈值如128lsb的部分对应的编码，其对应的区间为(0～255)lsb+[0,128]lsb＝(0～353)lsb，而dac
cl
对应的区间为(0～255)lsb，sys_gn(dacc)对应的区间为+[0,128]lsb。此时可知，在输入的dac编码为“全0”时，dac
adj
最大可为128lsb，最小为0lsb；在输入的dac编码为“全1”时，dac
adj
最大可为0lsb，最小为-128lsb。进而可获得如图8所示出的根据本公开实施例提供的数模转换器的校准信息的可存在区间随输入的dac编码的变化情况示意图。
[0115]
可以理解的是，校准信息dac
adj
在输入的dac编码为“全0”或者“全1”时均应为0。但基于图8可知，实际应用中校准信息dac
adj
在输入的dac编码为“全1”时存在可能不为0的情况，这会对dac的满量程产生不利影响，引起增益误差，进而本公开中增加随机增益误差校准信息gn_err(dacc)来对由于失配校准时引起的该增益误差进行补偿。其中，该随机增益误差校准信息gn_err(dacc)为dac编码dacc的另一个映射。且本公开中，该映射需要尽量减小对dac的inl和dnl的影响，且同时应满足gn_err(0)＝0，gn_err(dac
c，max
)＝-dac
adj
(dac
c，max
)。
[0116]
参考图9a和图9b，图9a和图9b分别示出在考虑失配且未进行校准的情况下数模转换器的积分非线性误差和微分非线性误差的仿真示意图，传统上，在考虑dac中电阻存在的失配情况时，dac的inl最大可到如-12lsb，dac的dnl最大可到如-6lsb，大大的超出了可接受范围。
[0117]
而参考图10a和图10b，图10a和图10b分别示出在考虑失配情况下经校准后的数模转换器的积分非线性误差和微分非线性误差的仿真示意图，本公开中，经过对dac进行误差校正和失配校准后，dac的inl和dnl都位于
±
0.3lsb的可接收范围内。
[0118]
基于上述描述，进一步地，本公开中dac还包括有如图5所示的根据本公开实施例提供的驱动数模转换器的控制器的结构示意图。本公开中，该控制器被配置为对dac接收的初始的dac编码进行校准和补偿，并基于校准及补偿后的dac编码控制dac中每个电流路径在第一节点和第二节点之间的切换，以使得dac的输出电压vout按照初始的dac编码正常步进。
[0119]
本公开实施例中，控制器还包括：第一解码器2、分段编码校正查找模块6、高位编码校正查找模块(即r2r msb编码校正查找模块)7、系统增益误差计算模块5、随机增益误差计算模块4、加法器模块和第二解码器11。
[0120]
其中，第一解码器2用于对初始的dac编码1进行解码分组，以产生对应第二部分的分段编码2、对应权重值大于阈值的第一部分的高位(即r2r msb)编码22和对应权重值小于阈值的第一部分的低位(即r2r lsb)编码23。
[0121]
分段编码校正查找模块6与第一解码器2连接，用于根据分段编码21查找获得预先存储的第一校准信息。
[0122]
高位编码校正查找模块7与第一解码器2连接，用于根据高位编码查找获得预先存
储的第二校准信息。
[0123]
系统增益误差计算模块5用于根据初始的dac编码1计算获得系统增益误差补偿信息，以补偿由第三电流路径造成的第一部分和第二部分的对输出电压的贡献的变化。
[0124]
随机增益误差计算模块4用于根据初始的dac编码1和预先存储的随机增益误差信息计算获得随机增益误差补偿信息，以补偿由第一校准信息和第二校准信息造成的随机增益误差。
[0125]
加法器模块，包括第一加法器8、第二加法器9和第三加法器10，用于根据第一校准信息、第二校准信息、系统增益误差补偿信息、随机增益误差补偿信息和低位编码23运算获得校准及补偿后的dac编码。
[0126]
第二解码器11用于对校准及补偿后的dac编码进行解码分组，以产生第一编码111、驱动多个第四电流路径的第二编码(dac
sub,a
)112和驱动第三电流路径的第三编码(dac
aux,a
)113。
[0127]
其中，第一编码111和高位编码22用于共同产生dac
r2r
编码以共同实现对多个第一电流路径的驱动，以及分段编码dac
seg
用于实现对多个第二电流路径的驱动。
[0128]
进一步地，本公开中dac还包括：第一存储器3，用于存储随机增益误差信息。
[0129]
进一步地，本公开第一实施例中，dac为采用存储器存储第一校准信息和第二校准信息。且可选的，该第一校准信息和第二校准信息可分别存储于第二存储器及第三存储器中，也可同时由同一存储器进行存储。
[0130]
进一步地，本公开第二实施例中，dac为采用查找表存储第一校准信息和第二校准信息。且可选的，该第一校准信息和第二校准信息可分别存储于第一查找表及第二查找表中，也可同时由同一查找表进行存储。
[0131]
可选地，本实施例中，驱动器中的各模块可以采用分离的元件实现，也可以集成在单个的集成电路中，且该集成电路可以采用互补金属氧化物半导体(cmos)工艺、bicmos工艺或任何其他想要采用的工艺或工艺的组合制造。
[0132]
进一步地，dac的校准过程将结合如图11所示出的根据本公开实施例提供的数模转换器的驱动方法的流程框图进行描述。
[0133]
本公开实施例中，dac为具有如上述图4至图5中的结构，具体可参考前文描述，此处不再赘述。
[0134]
如图11所示，本公开中，dac的驱动方法包括执行步骤s1至步骤s3。
[0135]
其中，在步骤s1中，接收初始数模转换器编码。
[0136]
在步骤s2中，对初始数模转换器编码进行补偿和校准后，获得校准及补偿后的数模转换器编码。
[0137]
进一步地，步骤s2中对初始数模转换器编码进行补偿和校准包括：对初始的数模转换器进行解码以分别获得分段编码、高位编码和低位编码；基于初始的数模转换器编码中的分段编码查找获得第一校准信息；基于初始数模转换器编码中的高位编码查找获得第二校准信息；基于初始的数模转换器编码计算获得系统增益误差补偿信息；基于初始的数模转换器编码和随机增益误差计算获得随机增益误差补偿信息；至少部分的基于第一校准信息、第二校准信息、系统增益误差补偿信息和随机增益误差补偿信息调整初始的数模转换器编码。
[0138]
在步骤s3中，基于校准及补偿后的数模转换器编码驱动位于数模转换器的每个电流路径上的开关。
[0139]
在获得校准及补偿后的数模转换器编码后，对校准及补偿后的数模转换器编码进行再次解码，以分别获得驱动本公开中dac的各个部分的二进制编码，进而由对应的二进制编码驱动对应的dac的各个部分中对应的若干开关，完成对本公开中dac的数模转换驱动。
[0140]
示例性的，假设dac所接收的初始的dac编码为“全0”，则基于该“全0”编码所查找获得的第一校准信息和第二校准信息之和对应的权重为0lsb，且此时相应计算获得的系统增益误差校准信息和随机增益误差自校准信息均为0lsb对应的编码。
[0141]
假设dac所接收的初始的dac编码为“全1”，则基于该“全1”编码相应计算获得的系统增益误差校准信息如为alsb对应的编码(具体以使得输出电压vout输出为满量程为基准进行计算)。此时若查找获得的第一校准信息和第二校准信息之和对应的权重不为0lsb，则由随机增益误差计算模块计算获得与第一校准信息和第二校准信息之和的计算值相反的随机增益误差自校准信息，以使得该随机增益误差自校准信息与第一校准信息与第二校准信息的和对应的权重为0lsb，最终使得校准及补偿后的dac编码中第三编码输出为“1”，第二编码、第四编码和分段编码根据计算值输出相应的二进制编码。而若此时若查找获得的第一校准信息和第二校准信息之和对应的权重为0lsb，则计算获得的随机增益误差自校准信息也为0lsb对应的编码。
[0142]
假设dac所接收的初始的dac编码为中间码(不为“全0”或“全1”的二进制码)，则基于该中间码编码查找获得的第一校准信息和第二校准信息之和为clsb对应的编码(具体以使得基于该中间码可对输出电压vout产生目标贡献为准)。同时，相应计算获得的系统增益误差校准信息如为blsb对应的编码(具体以使得输出电压vout输出为对应模拟值为基准进行计算)，且计算获得的随机增益误差自校准信息为dlsb对应的编码，最终使得校准及补偿后的dac编码中第二编码、第三编码、第四编码和分段编码根据计算值输出相应的二进制编码。应当理解的是，前述a、b、c和d可以为通过计算后所获得的任意值，只要在标准允许的范围之内即可。
[0143]
另一方面，本公开还涉及一种集成电路，该集成电路中包含有图4至图11中所示出的数模转换器。
[0144]
综上，本公开所涉及的集成电路、数模转换器及其驱动方法，在原数模转换器的电路结构的基础上新增具有了至少一个第三电流路径的第三部分，由于该至少一个第三电流路径对输出电压也存在一定的贡献，进而降低了原数模转换器中第一部分和第二部分的电流路径在驱动信号即数模转换器编码全“1”的情况下的满量程值，进而提供了可对数模转换器的失配误差进行补偿的区间，有助于实现对数模转换器的数字校准。同时，由于本公开为仅在数模转换器中增加一个电流路径，也即只需要在数模转换芯片中额外的增加一个电阻和一个开关即可实现对数模转换器的数字校准，降低了数模转换芯片对面积的需求，以及减少了需要驱动的开关的数量，可以减少芯片的驱动时间，进而提高驱动效率。并且相对于传统的激光修调，本公开中的数字校准也使得对数模转换器的修调的准确性得到了保证。
[0145]
另一方面，本公开中还在第一部分中设置有具有更低权重的多个第四电流路径，提供了数字校准时的更小的操作步长，进而降低了数模转换器的微分非线性误差和积分非
线性误差。
[0146]
应当说明的是，在本文中，所含术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0147]
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。