均流驱动电路及显示设备的制作方法

1.本申请涉及背光显示技术领域，尤其涉及一种均流驱动电路及显示设备。


背景技术：

2.目前，发光二极管(light emitting diode，简称led)已经广泛应用于各种电子设备的背光源中。另外，在照明领域以及显示板领域等其他领域中， led也被广泛使用。其中，led驱动电路是led产品中的重要组成部分。其中，led均流驱动电路主要用于实现led的均流。以二路led并联的场景为例，由于每个led均存在电压误差，因此，两个led并联使用时，电压低的led的电流较大，如果长期工作在大电流的状态下，则可能导致led 被烧坏。因此，利用led均流驱动电路对led对进行均流，是重要的技术手段。
3.现有技术中，led均流驱动电路可以为llc均流电路，该电路中包括谐振电感、初级变压器以及均流变压器三个磁性器件。通过该三个磁性器件，可以实现谐振以及均流功能。
4.但是，现有的llc均流电路存在成本过高、占用印制电路板(printedcircuit board，简称pcb)面积过大的问题。


技术实现要素：

5.本申请提供一种均流驱动电路及显示设备，用于解决现有技术中llc均流电路存在成本过高、占用pcb面积过大的问题。
6.第一方面，本申请提供一种均流驱动电路，包括：开关模块、谐振变压均流模块、第一整流滤波模块、第一负载、第二整流滤波模块以及第二负载，所述谐振变压均流模块包括变压器以及电容。
7.所述变压器的初级绕组与所述电容以及所述开关模块连接，其中，所述电容与所述变压器的初级绕组串接。
8.所述变压器的第一次级绕组与所述第一整流滤波模块的第一端连接，所述第一整流滤波模块的第二端与所述第一负载连接。
9.所述变压器的第二次级绕组与所述第二整流滤波模块的第一端连接，所述第二整流滤波模块的第二端与所述第二负载连接。
10.所述初级绕组绕在所述变压器的磁芯中柱上，所述变压器的气隙位于所述中柱上。
11.所述第一次级绕组绕在所述变压器的磁芯的第一边柱上，所述第二次级绕组绕在所述变压器的磁芯的第二边柱上，所述第一边柱和所述第二边柱上均不包含气隙。
12.所述第一次级绕组的线圈匝数与所述第二次级绕组的线圈匝数相同。
13.作为一种可能的实现方式，所述中柱与所述第一边柱之间相隔预设距离；所述中柱与所述第二边柱之间相隔预设距离。
14.作为一种可能的实现方式，所述中柱与所述第一边柱之间相隔的预设距离等于述中柱与所述第二边柱之间相隔的预设距离。
15.作为一种可能的实现方式，所述开关模块包括：第一开关管和第二开关管。
16.所述初级绕组的一端分别与所述第一开关管的源极以及所述第二开关管的漏极连接。
17.所述初级绕组的另一端与所述电容的一端连接。
18.所述电容的另一端与所述第二开关管的源极连接。
19.作为一种可能的实现方式，所述第一开关管的漏极用于输入直流电压。
20.作为一种可能的实现方式，所述第一开关管的栅极和所述第二开关管的栅极分别用于与控制器连接。
21.作为一种可能的实现方式，所述第一整流滤波模块和所述第二整流滤波模块分别包括多个二极管。
22.作为一种可能的实现方式，所述第一整流滤波模块包括：第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管。
23.所述第一二极管与所述第三二极管串联，所述第二二极管与所述第四二极管串联。
24.所述第一次级绕组的一端与所述第一二极管的正极连接，所述第一次级绕组的另一端与所述第四二极管的负极连接。
25.所述第一二极管的负极以及所述第二二极管的负极与所述第一负载的一端连接，所述第三二极管的正极以及所述第四二极管的正极与所述第一负载的另一端连接。
26.作为一种可能的实现方式，所述第二整流滤波模块包括：第五二极管、第六二极管、第七二极管以及第八二极管。
27.所述第五二极管与所述第七二极管串联，所述第六二极管与所述第八二极管串联。
28.所述第二次级绕组的一端与所述第五二极管的正极连接，所述第二次级绕组的另一端与所述第八二极管的负极连接。
29.所述第五二极管的负极以及所述第六二极管的负极与所述第二负载的一端连接，所述第七二极管的正极以及所述第八二极管的正极与所述第二负载的另一端连接。
30.第二方面，本申请提供一种显示设备，上述第一方面所述的均流驱动电路。
附图说明
31.为了更清楚地说明本申请或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
32.图1为现有的均流驱动电路的结构示意图；
33.图2为本申请实施例提供的均流驱动电路的一种结构示意图；
34.图3为变压器2的磁芯以及绕组在磁芯上缠绕的示意图；
35.图4为上述的中柱、第一边柱和第二边柱构成的磁集成等效磁路的示意图；
36.图5为本申请实施例提供的均流驱动电路的另一种结构示意图；
37.附图标记说明：
38.1：开关模块；
39.2：谐振变压均流模块；
40.3：第一整流滤波模块；
41.4：第一负载；
42.5：第二整流滤波模块；
43.6：第二负载；
44.21：变压器；
45.22：电容；
46.211：中柱；
47.212：第一边柱；
48.213：第二边柱；
49.11：第一开关管；
50.12：第二开关管；
51.31：第一二极管；
52.32：第二二极管；
53.33：第三二极管；
54.34：第四二极管；
55.51：第五二极管；
56.52：第六二极管；
57.53：第七二极管；
58.54：第八二极管。
具体实施方式
59.为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
60.图1为现有的均流驱动电路的结构示意图，如图1所示，现有的均流驱动电路中包括谐振电感lr、初级变压器t1以及均流变压器t2这三个独立的磁性器件。在该三个独立的磁性器件中，谐振电感lr与初级变压器t1的励磁电感lm以及均流驱动电路上的电容cr用于构成llc谐振电路，实现开关管q1和开关管q2的软开关控制，为变压器次级提供电能。具体的，软开关控制即需要使开关管开通时的漏源极电压(voltage drain to source，简称 vds)为0v，因此，开关管的vds需要超前于电流，因此需要使得谐振电路始终工作在感性状态。基于该原理，在图1所示的均流驱动电路中，当开关管q1由导通状态变为截止状态，而开关管q2仍然为截止状态的死区时间内，该死区时间为防止q1、q2同时导通而设置的保护时段，谐振电路由开关管q1的结电容cds1、谐振电感lr、励磁电感lm、电容cr以及开关管 q2的结电容cds2构成，通过控制线路设计使得开关管的开关频率大于由 cds1、lr、lm、cr、cds2构成的谐振频率，从而保证谐振电路呈现感性，使得接下来开关管q2导通时的vds为0v，从而实现开关管q2的软开关控制。当开关管q2由导通状态变为截止状态，而开关管q1仍然为
截止状态的死区时间内，谐振电路由开关管q1的结电容cds1、谐振电感lr、励磁电感lm、电容cr以及开关管q2的结电容cds2构成，通过控制线路设计使得开关管的开关频率大于由cds1、lr、lm、cr、cds2构成的谐振频率，从而保证谐振腔呈现感性，使得接下来开关管q1导通时的vds为0v，从而实现开关管 q1的软开关控制。
61.均流变压器t2用于确保负载led1和负载led2之间的电流一致，即用于实现负载led1和负载led2的均流。
62.在上述图1所示的均流驱动电路中，通过谐振电感lr、初级变压器t1 以及均流变压器t2这三个磁性器件共同实现谐振、变压以及均流功能，由于该三个磁性器件为独立的磁性器件，磁性器件的体积相对较大，因此，会导致占用pcb的面积过大，同时，还导致上述均流驱动电路的成本过高。
63.本申请实施例基于上述问题，提出一种改进的均流驱动电路中，在该电路中，使用特定结构的一个变压器，即可实现谐振、变压以及均流功能，从而在保证电路功能的前提下，使得均流驱动电路占用的pcb面积有了极大减小，同时，还使得均流驱动电路的成本得到极大减少。
64.值得说明的是，本申请以下均以两路的均流驱动电路为例进行说明，但是，这并不能作为对本申请的限制，本申请的方案也可以适用于两路以上的均流驱动电路。
65.图2为本申请实施例提供的均流驱动电路的一种结构示意图，如图2所示，该均流驱动电路包括：开关模块1、谐振变压均流模块2、第一整流滤波模块3、第一负载4、第二整流滤波模块5以及第二负载6。其中，谐振变压均流模块2包括变压器21以及电容22。
66.变压器21的初级绕组np与电容22以及开关模块1连接。其中，电容 22与变压器21的初级绕组np串接。
67.变压器21的第一次级绕组ns1与第一整流滤波模块3的第一端连接，第一整流滤波模块3的第二端与第一负载4连接。
68.变压器21的第二次级绕组ns2与第二整流滤波模块5的第一端连接，第二整流滤波模块5的第二端与第二负载6连接。
69.初级绕组np绕在变压器21的磁芯中柱211上，变压器21的气隙位于该中柱上。
70.第一次级绕组ns1绕在变压器21的磁芯的第一边柱212上，第二次级绕组ns2绕在变压器21的磁芯的第二边柱213上，第一边柱212和第二边柱 213上均不包含气隙。
71.另外，第一次级绕组ns1的线圈匝数与第二次级绕组ns2的线圈匝数相同。
72.图3为变压器2的磁芯以及绕组在磁芯上缠绕的示意图，如图3所示，变压器21的磁芯包括中柱211、第一边柱212和第二边柱213。其中，中柱上开有气隙，同时，第一边柱212和第二边柱213上均不包含气隙。即，变压器21的气隙位于中柱211上。
73.同时，参照图3，变压器21的初级绕组np绕在中柱211上，第一次级绕组ns1绕在第一边柱212上，第二次级绕组ns2绕在第二边柱213上。
74.变压器的气隙是为了防止在工作中产生磁饱和而在铁芯交合处所留的缝隙。其中，变压器21的磁柱由两块或两块以上形状相同的铁芯拼接而成，铁芯交合处可以指铁芯拼接处。
75.参照图2和图3，在本申请的均流驱动电路中，首先，由于初级绕组np 与第一次级绕组ns1以及第二次级绕组ns2绕在不同的磁柱上，即初级绕组与次级绕组存在间距，因此，
耦合较差，会产生较大的漏感，该漏感可以等效为图1所示的llc谐振电路的谐振电感lr。本实施例中，所述变压器的漏感占所述变压器产生的总电感量的1/10至1/3之间。具体的，理想变压器，是由电场转化为磁场，线圈所产生的磁力线完全由初级线圈传送到次级线圈，没有泄漏，此时没有漏感。但实际情况下，变压器绕组间耦合不好，磁力线不完全是从初级线圈到次级线圈，有一部分是在空气中形成回路，从而产生了漏感。其中，漏感是由于变压器一组线圈到另一组线圈磁通量不完全耦合而产生的电感分量。任何初级线圈到次级线圈磁通量没有耦合的部分会表现出一个与初级线圈串联的感性阻抗。加大初级线圈与次级线圈的距离，会加大此漏感值。谐振电感lr需要较大的感值，基于图2和图3所示的电路，此时的漏感较大，因此可以利用此漏感充当谐振电感lr，即该漏感可以等效为图1所示的llc谐振电路的谐振电感lr。因此，在变压器t中集成了谐振电感lr。其次，由于第一边柱212和第二边柱213上均没有气隙，而中柱211 上开有气隙，因此，使得第一边柱212和第二边柱213之间构成了一低磁阻的磁路，因此，第一次级绕组ns1和第二次级绕组ns2组成了一具有较大感值的均流电感，促使第一次级绕组ns1和第二次级绕组ns2实现均流功能，因此，在变压器t中集成了均流变压器t2。因此，本申请实施例使用一个变压器t能够同时实现图1中谐振电感lr、初级变压器t1以及均流变压器t2 这三个器件的功能，从而可以使得占用的pcb面积得到极大减小。
76.以下对上述实现均流功能的原理进行说明。
77.图4为上述的中柱、第一边柱和第二边柱构成的磁集成等效磁路的示意图，基于图4，可以得到如下的磁路方程。
78.首先，第一边柱212与中柱211构成的磁路方程如下述公式(1)所示。
79.np*ip＝ns1*is1+r*φ+r1*φ1
ꢀꢀ
(1)
80.其中，np表示初级绕组np的线圈匝数，ip表示初级绕组的电流，ns1 表示第一次级绕组ns1的线圈匝数，is1表示第一次级绕组ns1的电流，r表示中柱的磁阻，r1表示第一边柱的磁阻，φ表示中柱的磁通量，φ1表示第一边柱的磁通量。
81.其次，第二边柱213与中柱211构成的磁路方程如下述公式(2)所示。
82.np*ip＝ns2*is2+r*φ+r2*φ2
ꢀꢀ
(2)
83.其中，np表示初级绕组np的线圈匝数，ip表示初级绕组的电流，ns2 表示第二次级绕组ns2的线圈匝数，is2表示第二次级绕组ns2的电流，r表示中柱的磁阻，r2表示第二边柱的磁阻，φ表示中柱的磁通量，φ2表示第二边柱的磁通量。
84.将上述公式(1)和公式(2)相减，可以得到如下公式(3)。
85.ns1*is1
‑
ns2*is2＝r2*φ2
‑
r1*φ
ꢀꢀ
(3)
86.其中，r1、r2和r分别为第一边柱212、第二边柱213以及中柱211的磁阻，由于中柱211有气隙，r较大，而第一边柱212和第二边柱213没有气隙，因此，r1和r2非常小，可以近似为0，因此，可以得到如下公式(4)。
87.ns1*is1＝ns2*is2
ꢀꢀ
(4)
88.如前文所述的，第一次级绕组ns1的线圈匝数与第二次级绕组ns2的线圈匝数相同，由上述公式(4)可知，当第一次级绕组ns1的线圈匝数与第二次级绕组ns2的线圈匝数相同时，第一次级绕组ns1的电流is1与第二次级绕组ns2的电流is2也相同。进而，当is1或is2发生变化时，使得is2或is1 相应发生变化，由于第一次级绕组与第二次级绕组的耦合关
系，使得输出电流始终保持相等，从而达到两路均流的效果。
89.本实施例中，均流驱动电路中包括谐振变压均流模块，通过将该模块中的变压器设置为初级绕组绕在磁芯中柱上，第一次级绕组绕在磁芯的第一边柱上，第二次级绕组绕在磁芯的第二边柱上，中柱上开有气隙，而第一边柱和第二边柱上均不开气隙，同时，第一次级绕组与第二次级绕组的线圈匝数相同，从而使得一个变压器能够同时实现谐振、变压以及均流的功能，而无需像现有技术中一样使用三个独立的磁性器件实现上述功能，从而使得占用的pcb面积得到极大减小，同时，还能够极大降低均流驱动电路的成本。
90.作为一种可选的实施方式，中柱211与第一边柱212之间，以及中柱211 与第二边柱213之间均预设距离；较佳的，中柱211与第一边柱212之间的距离，等于中柱211与第二边柱213之间的距离，以进一步确保均流效果。
91.其中，上述预设距离与均流驱动电路所需的漏感相关。当漏感确定后，可以获知上述预设距离。
92.作为一种可选的实施方式，初级绕组np的线圈匝数与第一次级绕组ns1 的线圈匝数可以相同，也可以不同，相应的，初级绕组np的线圈匝数与第二次级绕组ns2的线圈匝数可以相同，也可以不同。
93.图5为本申请实施例提供的均流驱动电路的另一种结构示意图，如图5 所示，开关模块1包括：第一开关管11和第二开关管12。其中，初级绕组 np的一端分别与第一开关管11的源极以及第二开关管12的漏极连接。初级绕组np的另一端与电容22的一端连接。电容22的另一端与第二开关管12 的源极连接。
94.如前文所述，变压器21集成了谐振电感lr，在此基础上，将变压器21 的初级绕组np的一端分别与第一开关管11的源极以及第二开关管12的漏极连接。初级绕组np的另一端与电容22的一端连接，使得变压器21与电容22构成谐振电路，并实现第一开关管11和第二开关管12的软开关控制。其中，软开关控制的具体过程与前述图1所示的软开关控制过程相同，可以参照前述的描述，此处不再赘述。
95.另外，第一开关管11的漏极用以输入直流电压，例如，可以用以输入市电电压经过整流滤波后的电压。第一开关管11的栅极和第二开关管12的栅极可以分别与控制器连接，用以控制对负载的供电。具体的，第一开关管11 的开关和第二开关管12的开关由控制器提供驱动控制，控制器可以通过检测输出负载电流的大小来改变第一开关管11和第二开关管12的驱动频率。第一开关管11和第二开关管12在一个周期内分别提供约50％占空比的互补驱动信号，其驱动频率随着负载大小的变化而相应变化，从而达到输出恒定的效果。
96.作为一种可选的实施方式，第一整流滤波模块3和第二整流滤波模块5 分别包括多个二极管。
97.继续参照图5，作为一种示例，第一整流滤波模块3包括：第一二极管 31、第二二极管32、第三二极管33以及第四二极管34。
98.第一二极管31与第三二极管33串联，第二二极管32与第四二极管34 串联。
99.第一次级绕组ns1的一端与第一二极管31的正极连接，第一次级绕组 ns1的另一端与第四二极管34的负极连接。
100.第一二极管31的负极以及第二二极管32的负极与第一负载4的一端连接，第三二极管33的正极以及第四二极管34的正极与第一负载4的另一端连接。
101.将第一次级绕组ns1的一端与第一二极管31的正极连接，以及将第一次级绕组ns1的另一端与第四二极管34的负极连接，经由第一整流滤波模块对到达第一负载4的电流进行整流滤波。
102.继续参照图5，作为一种示例，第二整流滤波模块5包括：第五二极管 51、第六二极管52、第七二极管53以及第八二极管54。
103.第五二极管51与第七二极管53串联，第六二极管52与第八二极管54 串联。
104.第二次级绕组ns2的一端与第五二极管51的正极连接，第二次级绕组 ns2的另一端与第八二极管54的负极连接。
105.第五二极管51的负极以及第六二极管52的负极与第二负载6的一端连接，第七二极管53的正极以及第八二极管54的正极与第二负载6的另一端连接。
106.第二次级绕组ns2的一端与第五二极管51的正极连接，第二次级绕组ns2 的另一端与第八二极管54的负极连接，经由第二整流滤波模块对到达第二负载6的电流进行整流滤波。
107.可以理解的是，在本申请实施例中涉及的各种数字编号仅为描述方便进行的区分，并不用来限制本申请实施例的范围。
108.可以理解的是，在本申请的实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。
109.最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。