一种辅助供电电源的制作方法

本发明涉及led电路技术领域，具体涉及一种辅助供电电源。

背景技术：

led由于其高效节能和长寿命特性在照明领域获得了广泛的应用，其市场前景巨大。目前在国内外市场上已经出现了各种形式的采用led为光源的路灯、街灯、日光灯、筒灯、球泡灯等照明器具，用于替代传统的碘钨灯、白炽灯和节能灯。传统灯具采用交流市电直接供电，无需考虑恶劣的应用环境和电源寿命。但led灯具则不能使用市电直接供电，需要低压恒流电源驱动。

低压恒流电源驱动的方式在实际应用中，往往需要调光或调光关断(dim-off)来实现二次节能，比如在地下车库，仓库等。这些外部采样和控制电路往往需要12v或24v隔离恒压供电，且在灯具dim-off时也需要保持供电，如此设备灯具才能被再次唤醒。

目前现有技术通常是增加一路独立的辅助电源供电电路，但是这种方案在dim-off时需要关闭主变换器的功率级，即pfc级和后级dc/dc，靠独立辅助电源维持给外部设备的供电和内部的待机工作。显然隔离辅助电源会占用空间，增加成本以及系统的复杂性。

综上，亟待需要一种可显著降低电路难度、成本及体积的辅助供电电源。

技术实现要素：

本发明的目的是针对现有技术中存在的上述问题，提供了一种辅助供电电源。

为了实现上述发明目的，本发明采用了以下技术方案：一种辅助供电电源包括整流桥、耦合电感、功率因数校正控制电路、辅助反馈控制电路、第一开关管及辅助开关管；

所述整流桥用于将交流电整流为稳定的直流电；

所述耦合电感原边一端与整流桥的整流正极输出端连接，另一端分别与第一二极管和辅助开关管连接，所述耦合电感副边连接隔离输出电路，用于提供稳定电压输出给外部设备供电；

所述功率因数校正控制电路输入端分别与整流桥的整流负极输出端和第四电容连接，输出端与第一开关管连接，用于提高电路的功率因数；

所述辅助反馈控制电路分别连接隔离输出电路、第一开关管及电流互感器，用于控制辅助开关管的通断及稳定隔离输出电路和功率因数校正控制电路的输出电压；

所述辅助开关管一端与耦合电感原边连接，另一端与辅助二极管连接，栅极端与辅助反馈控制电路连接，所述辅助二极管与第一二极管导通方向相反。

工作原理及有益效果：1、通过辅助反馈控制电路控制辅助开关管的导通时长，可产生负向电流，回馈多余积累能量，从而稳定功率因数校正控制电路和隔离输出电路的输出电压；

2、相比现有的独立辅助电源供电的结构，本方案将辅助反馈控制电路集成于主电路中，无需设置外置的辅助源变压器，节省了额外的连接电路和端口，显著减少了整个电路的占用空间，集成度更高，电路相比增加辅助源变压器的现有技术降低了电路复杂程度，从而降低了成本。

进一步地，所述耦合电感包括漏感，励磁电感和理想变压器，所述漏感一端与整流桥的整流正极输出端连接，另一端与励磁电感连接，所述励磁电感与理想变压器的原边并联，所述理想变压器副边与隔离输出电路连接形成回路。隔离输出电路为常见的倍压整流电路，可提供稳定的电压输出给外部设备供电。在dim-off时，控制关闭后级dc/dc变换器，pfc电路也就是功率因数校正控制电路维持工作，继续供电给外设装置。

进一步地，所述辅助反馈控制电路包括第一电阻、第二电阻、第一比较器、第二比较器、第三比较器、运放、第一补偿电容、第二补偿电容、第二开关管、三端输入与门电路及rs触发器；所述第一电阻一端与隔离输出电路连接，另一端与运放的负相输入端连接，所述运放的输出端与第一比较器负极输入端连接，所述第一比较器和第二比较器的输出端分别连接三端输入与门电路的输入端，所述三端输入与门电路输出端连接rs触发器，所述三端输入与门电路剩余输入端与第一开关管的栅极连接，所述rs触发器另外三端分别连接第三比较器的输出端、第二开关管的栅极及辅助开关管的栅极，所述第三比较器负极端连接电流互感器，所述第一比较器和第二比较器的正极输入端均与第二开关管连接，所述第二开关管与第二补偿电容并联，所述第二电阻一端连接第二开关管，另一端连接运放的正极输入端，所述第一补偿电容两端分别连接运放的负相输入端和输出端。通过上述电路，可有效地控制辅助开关管的导通时长，导通时间越短，负向电流值越小。导通时间越长，负向电流值越大。

进一步地，当第一二极管电流过零时，第三比较器输出置高，触发rs触发器输出置高，导通辅助开关管，关断第二开关管。

进一步地，当所述第二补偿电容电压上升到第一比较器或第二比较器同相电压时或第一开关管一侧为高电平时，触发第一比较器或第二比较器置高，或或第一开关管栅极信号为高电平时，触发rs触发器复位，关闭辅助开关管，同时导通第二开关管。

进一步地，所述隔离输出电路包括与理想变压器副边一端连接的第二电容，与所述第二电容另一端连接的第二二极管的阳极、第二二极管阴极连接的第三电容的正极，第二二极管的阳极连接第三二极管的阴极，第三二极管的阳极接地，且所述第三电容的负极与理想变压器副边另一端连接且接地，所述第一电阻与第三电容的正极连接。

进一步地，当所述第三电容的电压高于运放正极输入端电压时，运放输出逐步减小，控制减小辅助开关管的有效导通时间；当所述第三电容的电压低于运放正极输入端电压时，运放输出逐步增大，控制增大辅助开关管的有效导通时间，增大耦合电感的负向电流，间接增大第一开关管的导通时间和补偿正向电流，所述第三电容的电压增大，构成负反馈。

进一步地，所述辅助开关管为mosfet，三极管，igbt的其中一种。

进一步地，所述整流桥整流正极输出端连接和整流负极输出端之间连接有用于滤波过滤的第一电容。通过第一电容进行滤波，可得到更加稳定的直流电流。

进一步地，所述运放的正极输入端电压vref低于其中np为耦合电感原边匝数，ns为耦合电感副边匝数，v0为第四电容电压。此设置，在主电路带载时，实际第四电容电压也就是辅路输出电压vaux输出会高于运放正极输入端电压vref，运放输出端电压vcomp输出为低，辅助开关管几乎不导通工作，不影响电路转换效率。

附图说明

图1是现有技术示意图；

图2是本发明的主电路结构示意图；

图3是本发明辅助反馈控制电路的结构示意图；

图4是本发明实施效果的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本领域技术人员应理解的是，在本发明的披露中，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系是基于附图所示的方位或位置关系，其仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此上述术语不能理解为对本发明的限制。

请参阅图1，图中为现有技术的结构示意图，可见其主电路一般采用两级架构，前级为pfc功率因素校正，输出恒定的母线电压vbus。一般前级pfc功率因素校正电路采用boost变换器居多，其输入电流连续，利于输入emi滤波设计，而且电路转换效率高，是设计首选。后级为dc/dc电路，实现恒流输出，驱动led负载。独立辅助电源供电电路连接中间母线电压，转换成12v和24v隔离输出供电给外设。现有方案在dim-off时需要关闭主变换器的功率级，即pfc级和后级dc/dc，靠独立辅助电源维持给外部设备的供电和内部的待机工作。隔离辅助电源会占用空间，增加成本以及系统的复杂性。

请参阅图2，本辅助供电电源包括输入侧电网，整流桥db1，第一电容c1，第二电容c2，第三电容caux和第四电容co，耦合电感t1，第一二极管d1，第二二极管d2和第三二极管d3，第一开关管s1，辅助开关管s2，辅助二极管d1a，功率因素校正控制电路，辅助反馈控制电路。其中第一电容c1，第二电容c2，第三电容caux为常见的滤波电容，第四电容co为电解电容。

优选地，耦合电感t1可以等效为漏感lr，励磁电感lm和理想变压器组合而成的电路模型。耦合电感原边匝数为np，副边匝数为ns。其中耦合电感t1副边为隔离输出，采用倍压整流电路，可提供稳定的电压输出给外部设备供电。在dim-off时，控制关闭后级dc/dc变换器，pfc电路维持工作，继续供电给外设装置。

优选地，功率因素校正控制电路具体为boostpfc采用常规的固定频率连续模式(ccm)功率因素校正控制电路，由于是现有技术，这里不再对其进行赘述。

整流桥db1的整流正极输出端和整流负极输出端之间连接第一电容c1，整流正极输出端连接漏感lr，漏感lr连接励磁电感lm，励磁电感lm与理想变压器原边并联设置，励磁电感lm和理想变压器原边远离漏感lr的一端分别连接第一二极管d1和辅助开关管s2，辅助开关管s2其余两端分别连接辅助反馈控制电路中的rs触发器rs1和辅助二极管d1a，第一二极管d1与辅助开关管s2和辅助二极管d1a并联设置，且第一二极管d1的电路上设有电流互感器ct1，电流互感器ct1连接辅助反馈控制电路中的第三比较器comp3，第四电容co的正极端连接辅助二极管d1a，负极端接地设置，第一开关管s1输入端与功率因素校正控制电路连接，另外两端分别接地设置和与励磁电感lm连接。

请参阅图3，具体地，辅助反馈控制电路包括第一电阻rfb、第二电阻rt、第一比较器comp1、第二比较器comp2、第三比较器comp3、运放op1、第一补偿电容cfb、第二补偿电容ct、第二开关管st、三端输入与门电路gate1及rs触发器rs1；所述第一电阻rfb一端与隔离输出电路连接，另一端与运放op1的负相输入端连接，所述运放op1的输出端与第一比较器comp1负极输入端连接，所述第一比较器comp1和第二比较器comp2的输出端分别连接三端输入与门电路gate1的输入端，所述三端输入与门电路gate1输出端连接rs触发器rs1，所述三端输入与门电路gate1剩余输入端与第一开关管s1连接，所述rs触发器rs1另外三端分别连接第三比较器comp3输出、第二开关管st的栅极及辅助开关管s2的栅极，所述第三比较器comp3负极端连接电流互感器ct1，所述第一比较器comp1和第二比较器comp2的正极输入端均与第二开关管st连接，所述第二开关管st与第二补偿电容ct并联，所述第二电阻rt一端连接第二开关管st，另一端连接运放op1的正极输入端，所述第一补偿电容cfb两端分别连接运放op1的负相输入端和输出端。

具体地，所述隔离输出电路包括与理想变压器副边一端连接的第二电容c2，与所述第二电容c2另一端连接的第二二极管d2的阳极、第二二极管d2阴极连接的第三电容caux的正极，第二二极管d2的阳极连接第三二极管d3的阴极，第三二极管d3的阳极接地，且所述第三电容caux的负极与理想变压器副边另一端连接且接地，所述第一电阻rfb与第三电容caux的正极连接。

当第一开关管s1导通时，输入整流电压对漏感lr和磁电感lm励磁，电流线性上升，依据电感同名端关系，副边绕组电压为左正右负，第二二极管d2正偏导通，第一关系式为：

其中vaux为第三电容caux的电压，vc2为第二电容c2的电压，np为耦合电感t1原边匝数，ns为耦合电感t1副边匝数，vin为输入整流电压；

当第一开关管s1关断后，第一二极管d1正偏导通。同时在耦合电感t1副边侧，第二二极管d2反偏截至，辅助开关管s2的体二极管导通，第二关系式为：

其中v0为第四电容co的电压；

将第二关系式代入到第一关系式中得到以下关系式：

其中，在电感电流连续时，第一开关管s1导通时第一二极管d1也处于导通，第一二极管d1存在反向恢复。为了降低功耗，第一二极管d1需要使用sic或超快恢复二极管。辅助二极管d1a与辅助开关管s2串联，其导通方向与第一二极管d1刚好相反，不影响第一二极管d1的正向导通特性。增加辅助二极管d1a后，辅助开关管s2不需要选择sic或gan这些昂贵的第三代半导体器件，可采用带有普通体二极管特性的常规mosfet器件，节省了成本。

可见在上述式中，耦合电感副边匝数ns，耦合电感原边匝数np和第四电容电压vo都是固定值，因此辅助绕组输出电压也是定值，可以获得稳定的辅助电压。实际情况下，同反激变压器多路输出类似，各路输出之间因为漏感lr的原因，各输出之间存在负载交叉调整率。当主输出和辅路输出都带载时，调整率较低。而在dim-off时，主路boost输出几乎为空载，而辅路可能是空载或带载状态。其中，当辅路带重载时，主路输出电压会升高。受母线电压的负反馈控制，pfc电路会减小第一开关管s1的导通时间，减小输入功率。造成辅路输出能量供给不足，辅助输出电压下降。

结合电路分析，主路空载辅路带重载时，励磁电感lm的能量可以传输到电感副边侧，但漏感lr的能量无法传输到副边侧，只能通过第一二极管d1续流存储到第四电容co中。在负反馈控制下，辅助输出电压不能维持。

因此通过辅助反馈控制电路可实现当电感电流断续过零，第一二极管d1截止时，触发辅助开关管s2导通，因为pfc电路输出电压(功率因素校正控制电路)高于输入电压，辅助二极管d1a也正偏导通。此时电感电流将反向流动，将第四电容co多余的能量回馈到输入端，维持第四电容co的电压稳定。辅助开关管s2的导通时长受辅助反馈控制电路反馈控制，导通时间越短，负向电流值越小。导通时间越长，负向电流值越大。

请再次参阅图2和图3，当第一二极管d1电流过零，即vct1信号等于零时，第三比较器comp3输出置高，触发rs触发器rs1输出置高，导通辅助开关管s2，同时关断第二开关管st。第二补偿电容ct电压vsaw线性上升，vsaw上升到第一比较器comp1或第二比较器comp2同相电压时，触发第一比较器comp1或第二比较器comp2置高，亦或当第一开关管s1的栅极信号vg_s1为高电平时，三端输入与门电路gate1输出置高，触发rs触发器rs1复位，关闭辅助开关管s2同时导通第二开关管st。第一比较器comp1的负相信号来自反馈环输出。当vaux高于vref时，运放op1输出逐步减小，控制减小辅助开关管s2的有效导通时间。当vaux低于vref时，运放op1输出逐步增大，控制增大辅助开关管s2的有效导通时间，增大电感负向电流，间接增大第一开关管s1的导通时间补偿正向电流，vaux增大，构成负反馈。

优选地，vref略低于在主电路带载时，实际vaux输出会高于vref，vcomp输出为低，辅助开关管s2几乎不导通工作，不影响电路转换效率。

请参阅图4，当第一二极管d1截止后，辅助开关管s2导通，同时补偿电容ct电压vsaw上升，当达到vcomp时，触发rs触发器复位rs1，关闭辅助开关管s2。

其中各处电压的标号均在附图2和附图3中表明，本领域技术人员有理由从附图中看出对应关系以及各部件的连接关系，因此本实施例中不再对其进行单独赘述。

本发明未详述部分为现有技术，故本发明未对其进行详述。

可以理解的是，术语“一”应理解为“至少一”或“一个或多个”，即在一个实施例中，一个元件的数量可以为一个，而在另外的实施例中，该元件的数量可以为多个，术语“一”不能理解为对数量的限制。

尽管本文较多地使用了专业术语，但并不排除使用其它术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。

本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下都可得出其他各种形式的产品，但不论在其形状或结构上作任何变化，凡是具有与本申请相同或相近似的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。