一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器的制作方法

1.本发明属于太赫兹振荡器技术领域，尤其是涉及一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器。


背景技术：

2.太赫兹波位于亚毫米波和远红外线之间，是到目前为止还没有完全开发和应用的电磁波频段。太赫兹波具有穿透性、安全性、宽带性等独特优点，因此在无线通信系统、公共安全检测、成像、生物医学、天文观测等领域具有十分广阔的应用场景。具有较高输出功率的太赫兹源是实现上述应用的基础。
3.对于硅基片上集成系统而言，太赫兹压控振荡器是实现太赫兹源的重要方法，因此高性能太赫兹压控振荡器的研究与实现已经成为目前硅基集成电路领域的研究重点。cmos工艺由于其低成本、易于集成等优势已成为目前硅基集成电路的主要选择。然而，太赫兹频率已经接近甚至超过现有大部分工艺节点的fmax，这导致了晶体管的性能迅速下降。为了缓解这一问题，目前基于cmos工艺设计太赫兹振荡器的主要选择是提取高次谐波，从而获得较低的基波振荡频率。但是提取高次谐波使得输出功率有限，并且造成了基波能量的浪费，因此电路的dc
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rf效率较低。尽管可以采用多核进行功率合成的方法来提高输出功率和优化噪声性能，但是不可避免的会导致高功耗以及牺牲大量的芯片面积。
4.直接利用基波实现太赫兹振荡器可以避免谐波提取导致的基波能量的浪费，并且避免了多核功率合成造成的高功耗和大面积，使得设计相对简单但是由于振荡频率接近工艺fmax以及受限于低电源电压，基于基波实现的太赫兹压控振荡器输出功率十分有限，并且综合性能与目前最好的采用高次谐波进行功率合成实现的太赫兹振荡器相比仍有一定差距。
5.综上所述，针对传统cmos太赫兹基波压控振荡器输出功率较低、相噪较差的问题，迫切需要提出一种新型的电路拓扑结构，来解决太赫兹基波振荡器存在的上述问题，从而实现具有高功率和低相噪的太赫兹基波压控振荡器设计。


技术实现要素：

6.有鉴于此，本发明旨在提出一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器，以解决传统cmos太赫兹基波压控振荡器输出功率较低、相噪较差的问题。
7.为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
8.一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器，包括核心振荡电路，核心振荡电路包括两组对称设置的差分对管，差分对管由具有差分对结构的nmos管m1、nmos管m2组成，nmos管m1的栅极和nmos管m2的栅极之间连接有两组电感l1；
9.核心振荡电路分别连接有选频电路和用于将两路差分信号转换成单路输出差分信号的巴伦电路；
10.核心振荡电路还连接有用于隔离核心振荡电路和巴伦电路的输出环冲电路，输出
缓冲电路包括nmos管m3、nmos管m4，nmos管m3的栅极和nmos管m4的栅极之间连接有两组电感l2；
11.两组电感l1与两组电感l2形成磁耦合变压器。
12.进一步的，nmos管m1的漏极通过微带传输线tl1连接nmos管m3的源极，nmos管m2的漏极通过微带传输线tl1连接nmos管m4的源极；
13.nmos管m1和nmos管m2的源极均连接选频电路。
14.进一步的，两组电感l1依次串联连接在nmos管m1的栅极和nmos管m2的栅极之间；
15.两组电感l1公共连接端连接电源电压vg1；
16.两组电感l2依次串联连接在nmos管m3的栅极和nmos管m4的栅极之间；
17.两组次线圈电感l2的公共连接端连接电源电压vg2。
18.进一步的，选频电路包括两组串联连接的电容c1，两组电容c1分别连接nmos管m1和nmos管m2的源极；
19.nmos管m1和nmos管m2的源极还分别通过微带传输线tl2接地；
20.两组电容c1的公共连接端通过微带传输线tl3连接电容c2，电容c2接地。
21.进一步的，巴伦电路包括两组串联连接的电感l3，两组电感l3分别连接nmos管m3和nmos管m4的漏极；
22.两组电感l3的公共连接端连接供电电压vdd；
23.还包括电感l4，电感l4与电感l3形成磁耦合结构，电感l4一端接地，另一端连接焊盘，焊盘与外置电阻rl连接。
24.相对于现有技术，本发明所述的一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器具有以下有益效果：
25.(1)本发明所述的一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器采用差分结构可以提高电路的抗干扰能力和稳定性，并且差分结构的对称性有利于版图布局；此外，电感可实现为差分结构，相比于单端电感具有更高的q值，从而能够提高电路相噪性能；
26.(2)本发明所述的一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器采用堆叠结构可以有效提高输出摆幅，从而无须采用多核耦合进行功率合成提高输出功率，这使得设计实现较为简单，并且能够在获取较高输出功率的同时还具有较低的功耗和紧凑的面积；
27.(3)本发明所述的一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器基于两级晶体管栅极电感的耦合，可以大幅提高核心振荡器晶体管的栅极摆幅，从而能够有效地降低电路的相位噪声。
附图说明
28.构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
29.图1为本发明实施例所述的一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器的电路原理图；
30.图2为本发明实施例所述的一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器原理图耦合后的等效电路图；
31.图3为本发明实施例所述的晶体管栅极功率和电路相位噪声随耦合系数k1变化的
曲线图；
32.图4为本发明实施例所述的电路的后仿真结果图。
具体实施方式
33.需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
34.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
35.在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
36.下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
37.如图1所示，一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器，包括核心振荡电路，核心振荡电路包括两组对称设置的差分对管，差分对管由具有差分对结构的nmos管m1、nmos管m2组成，nmos管m1的栅极和nmos管m2的栅极之间连接有两组电感l1；
38.核心振荡电路分别连接有选频电路和用于将两路差分信号转换成单路输出差分信号的巴伦电路；
39.核心振荡电路还连接有用于隔离核心振荡电路和巴伦电路的输出环冲电路，输出缓冲电路包括nmos管m3、nmos管m4，nmos管m3的栅极和nmos管m4的栅极之间连接有两组电感l2；nmos管m3和nmos管m4，可以视作缓冲器实现了巴伦电路和核心振荡电路的隔离，减小了巴伦等器件的寄生电容等因素对核心电路的影响；
40.两组电感l1与两组电感l2形成磁耦合变压器。
41.nmos管m1的漏极通过微带传输线tl1连接nmos管m3的源极，nmos管m2的漏极通过微带传输线tl1连接nmos管m4的源极；nmos管m1、nmos管m2与nmos管m3、nmos管m4进行级联，用以提高供电电压vdd摆幅，进而提高漏极输出摆幅，微带传输线tl1用于调整两级之间的相移，冰河晶体管寄生网络一同实现两级堆叠管的栅极信号反相；
42.nmos管m1和nmos管m2的源极均连接选频电路。
43.两组电感l1依次串联连接在nmos管m1的栅极和nmos管m2的栅极之间；
44.两组电感l1公共连接端连接电源电压vg1；
45.两组电感l2依次串联连接在nmos管m3的栅极和nmos管m4的栅极之间；
46.两组次线圈电感l2的公共连接端连接电源电压vg2；
47.通过设置电感l1和电感l2，一方面为两级nmos管提供栅极偏置，另一方面形成变压器来进行耦合实现两级管子的信号传递，增强差分振荡模式。设计通过改变栅极偏置电压来改变nmos管寄生电容实现压控调谐功能，从而避免了变容二极管的使用，电感l1和电感l2通过耦合可以将顶部的栅极信号部分馈回到底部的栅极，实现两层晶体管之间的能量传递和频率牵引。
48.选频电路包括两组串联连接的电容c1，两组电容c1分别连接nmos管m1和nmos管m2的源极；
49.nmos管m1和nmos管m2的源极还分别通过微带传输线tl2接地；
50.两组电容c1的公共连接端通过微带传输线tl3连接电容c2，电容c2接地；微带传输线tl2用来提供直流通路，并与差分电容对c1以及微带传输线tl3构成选频网络，进一步增强差分性能，电容c2用来为微带传输线tl3定义交流地。
51.巴伦电路包括两组串联连接的电感l3，两组电感l3分别连接nmos管m3和nmos管m4的漏极；
52.两组电感l3的公共连接端连接供电电压vdd；
53.还包括电感l4，电感l4与电感l3形成磁耦合结构，电感l4一端接地，另一端连接焊盘，焊盘与外置电阻rl连接；电感l3和电感l4构成巴伦电路，来实现差分信号转单端输出，采用巴伦电路的好处在于一方面可以将两路信号合成转化为单路输出有助于提高输出功率(理论上提升3db)；另一方面实现了交流信号和直流信号的分离而不需要额外设计隔直电容。
54.当考虑耦合以后，对变压器进行解耦以后的电路的等效模型如图2所示，其中互感k1为电感l1和电感l2之间的耦合系数。在电路差分振荡模式下nmos管m1和nmos管m2的栅极电压呈反相关系，通过借助管子的寄生效应引起的相移以及选择合适的级间传输线的长度，可以使得nmos管m1和nmos管m3的栅极电压也呈现反相的关系，通过调整变压器的初级线圈和次级线圈的同名端方向，就可以使得nmos管m3的栅极部分能量同向叠加到nmos管m2的栅极；在这种条件下，变压器耦合起到了类似于交叉耦合的作用，这样有助于进一步提高电路的差分稳定性，并且通过变压器耦合可以增强核心振荡晶体管m2的栅极电压摆幅，从而提高nmos管m2的漏极电压摆幅，与传统的交叉耦合结构或者差分colpitts电路相比，通过变压器进行栅极信号耦合可以使核心振荡nmos管m1和nmos管m2的栅极摆幅大幅提高，从而可以获得较优的相噪性能，并且两级晶体管的栅极可以单独偏置而无须额外的隔直电容。
55.在两层栅极电感值设置为常量的情况下，底层nmos管m1和nmos管m2的栅极输出摆幅和相位噪声随耦合系数k1变化的曲线如图3所示。可以看到，随着耦合系数的增加，顶层nmos管m3和nmos管m4与核心晶体管m1和m2的栅极能量传递逐渐增强，nmos管m1和nmos管m2的栅极摆幅随着耦合增强而大幅提升，从而使得相位噪声相比于无耦合的情况下有了明显的改善。
56.在提取整体版图的寄生效应后进行电路后仿真。在供电电压vdd为2.4v的情况下，通过改变栅极偏置vg1和vg2得到的调谐范围为177.4ghz～181ghz，调谐带宽为2％，仿真结果如图4(a)所示；输出功率随调谐电压变化的曲线如图4(b)所示，由于堆叠结构的应用提
升了电压摆幅，因此电路实现了较高的输出功率，当栅极偏置发生变化时，输出功率的从
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0.47dbm变化到0.8dbm；在1mhz频偏处仿真得到的相位噪声的变化曲线如图4(c)所示；堆叠结构带来了输出摆幅提升，变压器耦合使得核心晶体管的栅极摆幅有了大幅提高，加上colpitts结构具有的低相位噪声特性，使得电路实现了很好的相噪性能，仿真得到的最优相位噪声为
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94.5dbc/hz；随着偏置变化，电路消耗的直流功耗在20.9mw～26.2mw范围内波动，由于电路直接采用基波实现输出，避免了提取高次谐波造成的能量浪费，并且堆叠结构的使用提高了输出功率，因此设计实现了很高的效率，电路峰值dc
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rf效率可达4.7％，并且调谐范围内效率均高于3.9％，仿真结果如图4(d)所示。
57.以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。