一种功率放大电路、功率放大器及发射机的制作方法

1.本技术涉及电子技术领域，尤其涉及一种功率放大电路、功率放大器及发射机。


背景技术：

2.互补金属氧化物半导体(complementary metal oxide semiconductor，cmos)作为一种主流的半导体工艺广泛应用于各种数字/模拟信号处理芯片的实现，如常见的通信基带和模拟收发器等。功率放大器(power amplifier，pa)作为发射机的末级模块，基于cmos工艺研制的pa主要应用于蓝牙、zigbee、nb-iot等窄带低功率场景，也可应用于早期的wifi系统。但是随着调制信号的正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，qam)阶数的增加，为了保证信号的无损传输，通信链路信噪比的要求也相应增加，因此高阶qam信号的发送要求pa具有更高的线性度，如更低的幅度调制对幅度调制(amplitude modulation-amplitude modulation，am-am)失真和幅度调制对相位调制(amplitude modulation-phase modulation，am-pm)失真。所以，如何设计高线性pa，以满足高带宽、高阶qam信号的传输，是本领域技术人员亟需解决的技术问题。


技术实现要素：

3.本技术提供一种功率放大电路、功率放大器及发射机，用于提供一种高线性度的功率放大电路。
4.第一方面，本技术实施例提供的一种功率放大电路，包括：功率放大单元和补偿单元；所述功率放大单元可以包括：第一mos场效应管；所述第一mos场效应管的栅极与所述功率放大电路的输入信号端连接，所述第一mos场效应管的漏极与所述功率放大电路的输出信号端连接，所述第一mos场效应管的源极接地。所述补偿单元可以包括第三mos场效应管；所述第三mos场效应管的栅极与第一偏置电压端连接，所述第三mos场效应管的源极与所述功率放大电路的输出信号端连接，所述第三mos场效应管的漏极与第二偏置电压端连接。所述第一mos场效应管为n型mos场效应管，所述第三mos场效应管为p型mos场效应管；或者，所述第一mos场效应管为p型mos场效应管，所述第三mos场效应管m3为n型mos场效应管。
5.本技术实施例提供的功率放大电路，所述第三mos场效应管的源极与所述第一mos场效应管的漏极连接，且所述第三mos场效应管的导电类型与所述第一mos场效应管m1的导电类型相反，从而利用所述第三mos场效应管的栅-源电容cgs随输入电压的变化趋势与第一mos场效应管的栅-漏电容cgd随输入电压的变化趋势相反，实现补偿后第一mos场效应管的栅-漏电容基本不随输入电压变化而变化，从而对am-pm进行补偿，进而提高功率放大电路的线性度，并且该功率放大电路设计简单。
6.在一种实施例中，所述第一偏置电压端的电压可以设置在0～vdd之间，其中vdd为电源电压，所述第二偏置电压端可以设置为虚地，即第二偏置电压端通过电容接地。
7.示例性的，在所述功率放大电路中，所述功率放大单元还可以包括第二mos场效应管和第一偏置子电路；所述第二mos场效应管的栅极通过所述第一偏子置电路与所述功率
放大电路的输入信号端连接，所述第二mos场效应管的漏极与所述功率放大电路的输出信号端连接，所述第二mos场效应管的源极接地；所述第一偏置子电路用于控制所述第二mos场效应管的栅极偏置电压。所述第一mos场效应管的直流工作点偏置在c类，所述第二mos场效应管的直流工作点偏置在ab类；或者，所述第一mos场效应管的直流工作点偏置在ab类，所述第二mos场效应管的直流工作点偏置在c类。
8.其中，第一mos场效应管和第二mos场效应管的导电类型相同，即第一mos场效应管和第二mos场效应管均为n型mos场效应管或均为p型mos场效应管。
9.在本技术中，功率放大单元采用多栅极晶体管技术复合的第一mos场效应管和第二mos场效应管，一个mos场效应管的直流工作点偏置在ab类，从而其跨导gm的三次非线性gm"为负，另一mos场效应管的直流工作点偏置在c类，从而其跨导gm的三次非线性gm"为正，这样两mos场效应管的跨导gm的三次非线性gm"可以进行抵消，从而对功率放大电路am-am进行补偿，提高功率放大电路的p1db压缩点。
10.示例性的，所述第一偏置子电路可以包括第一电容和第一电阻器；所述第一电容的第一端与所述功率放大电路的输入信号端连接，所述第一电容的第二端与所述第二mos场效应管的栅极连接；所述第一电阻器的第一端与所述第二mos场效应管的栅极连接，所述第一电阻器的第二端与第三偏置电压端连接。从而利用所述第一电阻器控制所述第二mos场效应管的栅极偏置电压，利用所述第一电容可以隔离所述第一mos场效应管的栅极和所述第二mos场效应管的栅极，且所述第一电容还可以起到隔直流通交流的作用。
11.在具体实施时，第三偏置电压端的电压可以根据所述第二mos场效应管的工作状态设计，以第二mos场效应管为n型mos场效应管为例，当第二mos场效应管的直流工作点偏置在c类时，第三偏置电压端的电压可以小于第二mos场效应管的阈值电压；当第二mos场效应管的直流工作点偏置在ab类时，第三偏置电压端的电压可以大于第二mos场效应管的阈值电压。
12.示例性的，在该功率放大电路中，所述功率放大单元还可以包括连接于所述功率放大电路的输入信号端与所述第一mos场效应管的栅极之间的第二偏置子电路；所述第二偏置子电路用于控制所述第一mos场效应管的栅极偏置电压。从而在实际应用时，当该功率放大电路的输入信号端连接变压器时不要需要利用变压器来控制所述第一mos场效应管的栅极偏置电压，从而采用普通的四端口变压器即可，进而可以降低设计复杂度。
13.示例性的，所述第二偏置子电路可以包括第二电容和第二电阻器；所述第二电容的第一端与所述功率放大电路的输入信号端连接，所述第二电容的第二端与所述第一mos场效应管的栅极连接；所述第二电阻器的第一端与所述第一mos场效应管的栅极连接，所述第二电阻器的第二端与第四偏置电压端连接。从而利用所述第二电阻器控制所述第一mos场效应管的栅极偏置电压，利用所述第二电容可以隔离所述第一mos场效应管的栅极和所述第二mos场效应管的栅极，且所述第二电容还可以起到隔直流通交流的作用。
14.在具体实施时，第四偏置电压端的电压可以根据所述第一mos场效应管的工作状态设计，以第一mos场效应管为n型mos场效应管为例，当第一mos场效应管的直流工作点偏置在c类时，第四偏置电压端的电压可以小于第一mos场效应管的阈值电压；当第一mos场效应管的直流工作点偏置在ab类时，第四偏置电压端的电压可以大于第一mos场效应管的阈值电压。
15.在本技术中，还可以通过调节第一偏置电压端的电压调节第三mos场效应管的栅极偏置电压，进而通过调整该电压可以实现对第三mos场效应管的栅-源电容cgs进行调整，从而进一步对am-pm进行补偿，满足功率放大电路对不同调制信号的发射线性度要求。
16.进一步地，在本技术中，在一定范围内，通过改变第三mos场效应管的尺寸，还可以对am-pm进行更有效的补偿，从而进一步提高功率放大电路的线性度。
17.第二方面，本技术实施例还提供了一种功率放大器，包括输入匹配电路、输出匹配电路和如第一方面或第一方面的各种实施方式所述的功率放大电路。其中，所述输入匹配电路的输出信号端与所述功率放大电路的输入信号端连接，所述输出匹配电路的输入信号端与所述功率放大电路的输出信号端连接。由于该功率放大器解决问题的原理与前述一种功率放大电路相似，因此该功率放大器的实施可以参见前述功率放大电路的实施，重复之处不再赘述。
18.在本技术中，由于功率放大电路对am-am和am-pm进行了补偿，可以实现较好的线性度，因此采用功率放大电路的功率放大器同样具有较好的线性度。
19.在具体实施时，所述功率放大器中，输入匹配电路可以是单端输出，当然也可以是双端差分输出。当输入匹配电路是单端输出时，该功率放大器中包括一个功率放大电路；当输入匹配电路是双端差分输出时，该功率放大器中可以包括两个功率放大电路。示例性的，以输入匹配电路为单端输入双端差分输出为例说明本技术实施例提供的功率放大器。
20.示例性的，当所述功率放大器中包括第一功率放大电路和第二功率放大电路时，所述功率放大器中还可以包括第三电容，所述第三电容的第一端与所述第一功率放大电路中的所述第三mos场效应管的漏极连接，所述第三电容的第二端与所述第二功率放大电路中的所述第三mos场效应管的漏极连接。所述输入匹配电路的第一输出信号端与所述第一功率放大电路的输入信号端连接，所述输入匹配电路的第二输出信号端与所述第二功率放大电路的输入信号端连接。所述输出匹配电路的第一输入信号端与所述第一功率放大电路的输出信号端连接，所述输出匹配电路的第二输入信号端与所述第二功率放大电路的输出信号端连接。从而所述第一功率放大电路和所述第二功率放大电路构成全差分结构，且两个所述第三mos场效应管均与所述第三电容串联，无需供电，不会增加功率放大器的功耗。
21.可选地，在本技术实施例提供的功率放大器中，所述第一偏置电压端可以接地，从而可以节省一个控制端，简化功率放大器的结构。
22.示例性的，所述功率放大器还可以包括第四电容和第五电容；所述第四电容连接于所述第二功率放大电路的输入信号端和所述第一功率放大电路的输出信号端之间；所述第五电容连接于所述第一功率放大电路的输入信号端和所述第二功率放大电路的输出信号端之间。其中，所述第四电容和所述第五电容为中和电容，用于对所述第一功率放大电路和所述第二功率放大电路提供负反馈，从而可以提高所述功率放大器的反向隔离度和稳定性。
23.示例性的，为了保证功率放大器的输出增益，在所述功率放大器中还可以包括驱动级放大电路和级间匹配电路；所述驱动级放大电路用于补偿所述第一功率放大电路和所述第二功率放大电路的输出增益；所述驱动级放大电路的第一输入信号端与所述输入匹配电路的第一输出信号端连接，所述驱动级放大电路的第二输入信号端与所述输入匹配电路的第二输出信号端连接；所述驱动级放大电路的第一输出信号端与所述级间匹配电路的第
一输入信号端连接，所述驱动级放大电路的第二输出信号端与所述级间匹配电路的第二输入信号端连接；所述级间匹配电路的第一输出信号端与所述第一功率放大电路的输入信号端连接，所述级间匹配电路的第二输出信号端与所述第二功率放大电路的输入信号端连接。
24.该功率放大器为两级放大结构，所述第一功率放大电路和所述第二功率放大电路作为输出级放大电路，驱动级放大电路用于对输出级放大电路的输出增益进行补偿，两级放大电路的频率响应曲线变化趋势大致相同，由于输出级放大电路进行了am-am和am-pm补偿，因此该功率放大器既可以满足线性度良好又不会降低增益。
25.在一种可行的实现方式中，所述驱动级放大电路可以包括：第四mos场效应管、第五mos场效应管、第六mos场效应管、第七mos场效应管、第三电阻器、第四电阻器、第六电容和第七电容；其中，所述第四mos场效应管的栅极与电源电压端连接，所述第四mos场效应管的漏极与所述驱动级放大电路的第一输出信号端连接，所述第四mos场效应管的源极与所述第五mos场效应管的漏极连接；所述第五mos场效应管的栅极与所述第六电容的第一端连接，所述第五mos场效应管的源极接地，所述第六电容的第二端与所述驱动级放大电路的第一输入信号端连接；所述第六mos场效应管的栅极与所述电源电压端连接，所述第六mos场效应管的漏极与所述驱动级放大电路的第二输出信号端连接，所述第六mos场效应管的源极与所述第七mos场效应管的漏极连接；所述第七mos场效应管的栅极与所述第七电容的第一端连接，所述第七mos场效应管的源极接地，所述第七电容的第二端与所述驱动级放大电路的第二输入信号端连接；所述第三电阻器连接于第五mos场效应管的栅极和第五偏置电压端之间，所述第四电阻器连接于所述第七mos场效应管的栅极和所述第五偏置电压端之间。在该驱动级放大电路中，第四mos场效应管、第五mos场效应管、第六mos场效应管和第七mos场效应管组成全差分的共源共栅结构，第三电阻器和第四电阻器为偏置电阻，所述第六电容和所述第七电容可以隔离所述第五mos场效应管的栅极和所述第七mos场效应管的栅极，且所述第六电容和所述第七电容还可以起到隔直流通交流的作用。
26.本技术中，第四mos场效应管、第五mos场效应管、第六mos场效应管和第七mos场效应管可以均为n型场效应管，在具体实施时，第四mos场效应管、第五mos场效应管、第六mos场效应管和第七mos场效应管也可以均为p型场效应管。
27.示例性的，所述驱动级放大电路中还可以包括第八电容和第九电容；所述第八电容连接于所述第四mos场效应管的源极和所述第七mos场效应管的栅极之间；所述第九电容连接于所述第六mos场效应管的源极和所述第五mos场效应管的栅极之间。其中，所述第八电容和所述第九电容为中和电容，用于对所述驱动级放大电路提供负反馈，从而可以提高所述驱动级放大电路的稳定性。
28.示例性的，所述输入匹配电路可以包括第一变压器和第五电阻器。所述第五电阻器连接于所述第一变压器的第一输入端与第二输入端之间，所述第一变压器的两个输出端分别为所述输入匹配电路的第一输出信号端和第二输出信号端，所述第五电阻器的一端连接所述输入匹配电路的输入信号端，所述第五电阻器的另一端接地。在所述输入匹配电路中，所述第一变压器除了可以实现电压转换还可以实现单端输入到差分输出的转换。
29.示例性的，所述级间匹配电路可以包括第二变压器和第十电容。所述第十电容连接于所述第二变压器的第一输入端和第二输入端之间，第二变压器的第三输入端与电源电
压端连接，所述第二变压器的两个输出端分别为所述级间匹配电路的第一输出信号端和第二输出信号端，所述第二变压器的第一输入端和第二输入端分别为所述级间匹配电路的第一输入信号端和第二输入信号端。
30.示例性的，所述输出匹配电路可以包括第三变压器、第十一电容和第六电阻器。所述第六电阻器和第十一电容均连接于所述第三变压器的两个输出端之间，所述第三变压器的第一输入端和第二输入端分别为所述输出匹配电路的第一输入信号端和第二输入信号端，所述第三变压器的第三输入端接电源电压端，所述第六电阻器的一端连接所述输出匹配电路的输出信号端，所述第六电阻器的另一端接地。
31.第三方面，本技术实施例还提供了一种发射机，包括电路板和与所述电路板电连接的如第二方面或第二方面的各种实施方式所述的功率放大器。由于该发射机解决问题的原理与前述一种功率放大器相似，因此该发射机的实施可以参见前述功率放大器的实施，重复之处不再赘述。
32.上述第三方面可以达到的技术效果可以参照上述第二方面中任一可能设计可以达到的技术效果说明，这里不再重复赘述。
附图说明
33.图1为本技术实施例提供的一种功率放大电路的结构示意图；
34.图2为本技术实施例提供的又一种功率放大电路的结构示意图；
35.图3为本技术实施例提供的又一种功率放大电路的结构示意图；
36.图4为本技术实施例提供的一种功率放大器的结构示意图；
37.图5为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图；
38.图6为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图；
39.图7为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图；
40.图8为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图；
41.图9为相比图6所示的功率放大器中没有补偿单元的对比电路的结构示意图；
42.图10a为当图9所示的功率放大器中不包括补偿单元时功率放大电路的输出电压相位随输入功率的变化趋势曲线；
43.图10b为图6所示的功率放大器的输出匹配电路的输出电压相位随输入功率的变化趋势的曲线；
44.图10c所示图6所示的功率放大器中补偿单元的输出电压相位随输入功率的变化趋势曲线；
45.图11为相比图8所示的功率放大器中没有补偿单元的对比电路的结构示意图；
46.图12a为输入信号为5.5ghz时输出电压相位随输入功率的变化趋势的对比图；
47.图12b为输入信号为5.6ghz时输出电压相位随输入功率的变化趋势的对比图；
48.图12c为输入信号为5.7ghz时输出电压相位随输入功率的变化趋势的对比图；
49.图12d为输入信号为5.8ghz时输出电压相位随输入功率的变化趋势的对比图；
50.图13为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图；
51.图14为图13所示的功率放大器在不同第一偏置电压下am-pm的仿真结果图。
具体实施方式
52.为了使本技术的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本技术作进一步地详细描述。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本技术更全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略对它们的重复描述。本技术中所描述的表达位置与方向的词，均是以附图为例进行的说明，但根据需要也可以做出改变，所做改变均包含在本技术保护范围内。本技术的附图仅用于示意相对位置关系不代表真实比例。
53.需要说明的是，在以下描述中阐述了具体细节以便于充分理解本技术。但是本技术能够以多种不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本技术内涵的情况下做类似推广。因此本技术不受下面公开的具体实施方式的限制。说明书后续描述为实施本技术的较佳实施方式，然所述描述乃以说明本技术的一般原则为目的，并非用以限定本技术的范围。本技术的保护范围当视所附权利要求所界定者为准。
54.以下，对本技术实施例中的部分用语进行解释说明，以便于本领域技术人员理解。
55.1、功率放大器可以按照电流导通角的不同，分为a(甲)类、b(乙)类和c(丙)类三类工作状态。工作状态为a类时放大器电流的导通角为360
°
，工作状态为b类时放大器电流的导通角等于180
°
，工作状态为c类时放大器电流的导通角则小于180
°
，工作状态为ab类时放大器电流的导通角则在180
°
～360
°
之间。
56.2、1db压缩点(p1db)是输出功率的性能参数。压缩点越高意味着输出功率越高。p1db是指与在很低的功率时相比增益减少1db时的输入(或输出)功率点。
57.为了方便理解本技术实施例提供的功率放大电路、功率放大器及发射机，下面首先说明一下其具体应用场景。本技术实施例提供的技术方案可以应用于蓝牙、zigbee、nb-iot、4g lte、5g nr等场景，也可应用于wifi系统等。应注意的是，本技术实施例提出的技术方案旨在包括但不限于应用在这些和任意其它适合类型的场景中。下面将结合附图对本技术作进一步地详细描述。
58.参见图1，图1为本技术实施例提供的一种功率放大电路的结构示意图。该功率放大电路1可以包括：功率放大单元01和补偿单元02；所述功率放大单元01可以包括：第一mos场效应管m1；所述第一mos场效应管m1的栅极与所述功率放大电路1的输入信号端in连接，所述第一mos场效应管m1的漏极与所述功率放大电路1的输出信号端out连接，所述第一mos场效应管m1的源极接地。所述补偿单元02可以包括第三mos场效应管m3；所述第三mos场效应管m3的栅极与第一偏置电压端vb1连接，所述第三mos场效应管m3的源极与所述功率放大电路1的输出信号端out连接，所述第三mos场效应管m3的漏极与第二偏置电压端vb2连接。所述第一mos场效应管m1为n型mos场效应管，所述第三mos场效应管m3为p型mos场效应管；或者，所述第一mos场效应管m1为p型mos场效应管，所述第三mos场效应管m3为n型mos场效应管。其中，图1中以所述第一mos场效应管m1为n型mos场效应管，所述第三mos场效应管m3为p型mos场效应管为例进行示意。
59.本技术实施例提供的功率放大电路，功率放大单元01中包括第一mos场效应管m1，补偿单元02中包括第三mos场效应管m3，所述第三mos场效应管m3的源极与所述第一mos场效应管m1的漏极连接，且所述第三mos场效应管m3的导电类型与所述第一mos场效应管m1的
导电类型相反，从而利用所述第三mos场效应管m3的栅-源电容cgs随输入电压的变化趋势与第一mos场效应管m1的栅-漏电容cgd随输入电压的变化趋势相反，实现补偿后第一mos场效应管m1的栅-漏电容基本不随输入电压变化而变化，从而对am-pm进行补偿，进而提高功率放大电路的线性度，并且该功率放大电路设计简单。
60.在一种实施例中，所述第一偏置电压端的电压可以设置在0～vdd之间，其中vdd为电源电压，所述第二偏置电压端可以设置为虚地，即第二偏置电压端通过电容接地。
61.示例性的，参见图2，图2为本技术实施例提供的又一种功率放大电路的结构示意图。在该功率放大电路1中，所述功率放大单元01还可以包括第二mos场效应管m2和第一偏置子电路011；所述第二mos场效应管m2的栅极通过所述第一偏子置电路011与所述功率放大电路1的输入信号端in连接，所述第二mos场效应管m2的漏极与所述功率放大电路1的输出信号端out连接，所述第二mos场效应管m2的源极接地；所述第一偏置子电路011用于控制所述第二mos场效应管m2的栅极偏置电压。所述第一mos场效应管m1的直流工作点偏置在c类，所述第二mos场效应管m2的直流工作点偏置在ab类；或者，所述第一mos场效应管m1的直流工作点偏置在ab类，所述第二mos场效应管m2的直流工作点偏置在c类。
62.其中，第一mos场效应管m1和第二mos场效应管m2的导电类型相同，即第一mos场效应管m1和第二mos场效应管m2均为n型mos场效应管或均为p型mos场效应管。
63.在本技术中，功率放大单元01采用多栅极晶体管(multigate transistor，mgtr)技术复合的第一mos场效应管m1和第二mos场效应管m2，一个mos场效应管的直流工作点偏置在ab类，从而其跨导gm的三次非线性gm"为负，另一mos场效应管的直流工作点偏置在c类，从而其跨导gm的三次非线性gm"为正，这样两mos场效应管的跨导gm的三次非线性gm"可以进行抵消，从而对功率放大电路am-am进行补偿，提高功率放大电路的p1db压缩点。
64.需要指出的是，在本技术中，跨导gm的非线性公式如下所示：
[0065][0066]
示例性的，继续参见图2，所述第一偏置子电路011可以包括第一电容c1和第一电阻器r1；所述第一电容c1的第一端与所述功率放大电路1的输入信号端in连接，所述第一电容c1的第二端与所述第二mos场效应管m2的栅极连接；所述第一电阻器r1的第一端与所述第二mos场效应管m2的栅极连接，所述第一电阻器r1的第二端与第三偏置电压端vb3连接。从而利用所述第一电阻器r1控制所述第二mos场效应管m2的栅极偏置电压，利用所述第一电容c1可以隔离所述第一mos场效应管m1的栅极和所述第二mos场效应管m2的栅极，且所述第一电容c1还可以起到隔直流通交流的作用。
[0067]
在具体实施时，第三偏置电压端vb3的电压可以根据所述第二mos场效应管m2的工作状态设计，以第二mos场效应管m2为n型mos场效应管为例，当第二mos场效应管m2的直流工作点偏置在c类时，第三偏置电压端vb3的电压可以小于第二mos场效应管m2的阈值电压；当第二mos场效应管m2的直流工作点偏置在ab类时，第三偏置电压端vb3的电压可以大于第二mos场效应管m2的阈值电压。
[0068]
示例性的，参见图3，图3为本技术实施例提供的又一种功率放大电路的结构示意图。在该功率放大电路1中，所述功率放大单元01还可以包括连接于所述功率放大电路1的输入信号端in与所述第一mos场效应管m1的栅极之间的第二偏置子电路012；所述第二偏置
子电路012用于控制所述第一mos场效应管m1的栅极偏置电压。该功率放大电路在实际应用时，当该功率放大电路1的输入信号端in连接变压器时不要需要利用变压器来控制所述第一mos场效应管m1的栅极偏置电压，从而采用普通的四端口变压器即可，进而可以降低设计复杂度。
[0069]
示例性的，继续参见图3，所述第二偏置子电路012可以包括第二电容c2和第二电阻器r2；所述第二电容c2的第一端与所述功率放大电路1的输入信号端in连接，所述第二电容c2的第二端与所述第一mos场效应管m1的栅极连接；所述第二电阻器r2的第一端与所述第一mos场效应管m1的栅极连接，所述第二电阻器r2的第二端与第四偏置电压端vb4连接。从而利用所述第二电阻器r2控制所述第一mos场效应管m1的栅极偏置电压，利用所述第二电容c2可以隔离所述第一mos场效应管m1的栅极和所述第二mos场效应管m2的栅极，且所述第二电容c2还可以起到隔直流通交流的作用。
[0070]
在具体实施时，第四偏置电压端vb4的电压可以根据所述第一mos场效应管m1的工作状态设计，以第一mos场效应管m1为n型mos场效应管为例，当第一mos场效应管m1的直流工作点偏置在c类时，第四偏置电压端vb4的电压可以小于第一mos场效应管m1的阈值电压；当第一mos场效应管m1的直流工作点偏置在ab类时，第四偏置电压端vb4的电压可以大于第一mos场效应管m1的阈值电压。
[0071]
在本技术中，还可以通过调节第一偏置电压端vb1的电压调节第三mos场效应管m3的栅极偏置电压，进而通过调整该电压可以实现对第三mos场效应管m3的栅-源电容cgs进行调整，从而进一步对am-pm进行补偿，满足功率放大电路对不同调制信号的发射线性度要求。
[0072]
进一步地，在本技术中，在一定范围内，还可以通过改变第三mos场效应管m3的尺寸，对am-pm进行进一步的补偿，从而进一步提高功率放大电路的线性度。
[0073]
本技术实施例提供的上述功率放大电路，通过对am-am和am-pm进行补偿，可以实现很好的线性度。并且，由于该功率放大电路设计简单、不会降低效率，因此可以应用于射频功率放大器。
[0074]
参见图4，图4为本技术实施例提供的一种功率放大器的结构示意图。该功率放大器10包括输入匹配电路2、输出匹配电路3和本技术实施例提供上述任一种功率放大电路1；其中，所述输入匹配电路2的输出信号端out2与所述功率放大电路1的输入信号端in1连接，所述输出匹配电路3的输入信号端in3与所述功率放大电路1的输出信号端out1连接。由于该功率放大器10解决问题的原理与前述一种功率放大电路1相似，因此该功率放大器10的实施可以参见前述功率放大电路1的实施，重复之处不再赘述。
[0075]
在本技术中，由于功率放大电路对am-am和am-pm进行了补偿，可以实现较好的线性度，因此采用所述功率放大电路的功率放大器同样具有较好的线性度。
[0076]
在具体实施时，在所述功率放大器中，所述输入匹配电路可以是单端输出，当然也可以是双端差分输出。当所述输入匹配电路是单端输出时，该功率放大器中包括一个功率放大电路；当所述输入匹配电路是双端差分输出时，该功率放大器中可以包括两个功率放大电路。示例性的，以所述输入匹配电路为单端输入双端差分输出为例说明本技术实施例提供的功率放大器。
[0077]
参见图5，图5为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图。当所述功
率放大器10中包括第一功率放大电路1a和第二功率放大电路1b时，所述功率放大器10中还可以包括第三电容c3，所述第三电容c3的第一端与所述第一功率放大电路1a中的所述第三mos场效应管m3的漏极连接，所述第三电容的第二端与所述第二功率放大电路1b中的所述第三mos场效应管m3的漏极连接。所述输入匹配电路2的第一输出信号端out2a与所述第一功率放大电路1a的输入信号端in1a连接，所述输入匹配电路2的第二输出信号端out2b与所述第二功率放大电路1b的输入信号端in1b连接。所述输出匹配电路3的第一输入信号端in3a与所述第一功率放大电路1a的输出信号端out1a连接，所述输出匹配电路3的第二输入信号端in3b与所述第二功率放大电路1b的输出信号端out1b连接。从而所述第一功率放大电路1a和所述第二功率放大电路1b构成全差分结构，且两个所述第三mos场效应管m3均与所述第三电容c3串联，无需供电，不会增加功率放大器的功耗。
[0078]
参见图6，图6为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图。可选地，在本技术实施例提供的功率放大器10中，所述第一偏置电压端vb1可以接地，从而可以节省一个控制端，进而简化功率放大器10的结构。
[0079]
继续参见图6，所述功率放大器10还可以包括第四电容c4和第五电容c5；所述第四电容c4连接于所述第二功率放大电路1b的输入信号端in1b和所述第一功率放大电路1a的输出信号端out1a之间；所述第五电容c5连接于所述第一功率放大电路1a的输入信号端in1a和所述第二功率放大电路1b的输出信号端out1b之间。其中，所述第四电容c4和所述第五电容c5为中和电容，用于对所述第一功率放大电路1a和所述第二功率放大电路1b提供负反馈，从而可以提高所述功率放大器10的反向隔离度和稳定性。
[0080]
示例性的，参见图7，图7为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图。为了保证功率放大器的输出增益，在所述功率放大器10中还可以包括驱动级放大电路4和级间匹配电路5；所述驱动级放大电路4用于补偿所述第一功率放大电路1a和所述第二功率放大电路1b的输出增益；所述驱动级放大电路4的第一输入信号端in4a与所述输入匹配电路2的第一输出信号端out2a连接，所述驱动级放大电路4的第二输入信号端in4b与所述输入匹配电路2的第二输出信号端out2b连接；所述驱动级放大电路4的第一输出信号端out4a与所述级间匹配电路5的第一输入信号端in5a连接，所述驱动级放大电路4的第二输出信号端out4b与所述级间匹配电路5的第二输入信号端in5b连接；所述级间匹配电路5的第一输出信号端out5a与所述第一功率放大电路1a的输入信号端in1a连接，所述级间匹配电路5的第二输出信号端out5b与所述第二功率放大电路1b的输入信号端in1b连接。
[0081]
该功率放大器为两级放大结构，所述第一功率放大电路1a和所述第二功率放大电路1b作为输出级放大电路，驱动级放大电路4用于对输出级放大电路的输出增益进行补偿，两级放大电路的频率响应曲线变化趋势大致相同，由于输出级放大电路进行了am-am和am-pm补偿，因此该功率放大器既可以满足线性度良好又不会降低增益。
[0082]
在一种可行的实现方式中，参见图8，图8为本技术实施例提供的又一种功率放大器的结构示意图。所述驱动级放大电路4可以包括：第四mos场效应管m4、第五mos场效应管m5、第六mos场效应管m6、第七mos场效应管m7、第三电阻器r3、第四电阻器r4、第六电容c6和第七电容c7；其中，所述第四mos场效应管m4的栅极与电源电压端vdd连接，所述第四mos场效应管m4的漏极与所述驱动级放大电路4的第一输出信号端out4a连接，所述第四mos场效应管m4的源极与所述第五mos场效应管m5的漏极连接；所述第五mos场效应管m5的栅极与所
述第六电容c6的第一端连接，所述第五mos场效应管m5的源极接地，所述第六电容c6的第二端与所述驱动级放大电路4的第一输入信号端in4a连接；所述第六mos场效应管m6的栅极与所述电源电压端vdd连接，所述第六mos场效应管m6的漏极与所述驱动级放大电路4的第二输出信号端out4b连接，所述第六mos场效应管m6的源极与所述第七mos场效应管m7的漏极连接；所述第七mos场效应管m7的栅极与所述第七电容c7的第一端连接，所述第七mos场效应管m7的源极接地，所述第七电容c7的第二端与所述驱动级放大电路4的第二输入信号端in4b连接；所述第三电阻器r3连接于第五mos场效应管m5的栅极和第五偏置电压端vb5之间，所述第四电阻器r4连接于所述第七mos场效应管m7的栅极和所述第五偏置电压端vb5之间。在该驱动级放大电路4中，第四mos场效应管m4、第五mos场效应管m5、第六mos场效应管m6和第七mos场效应管m7组成全差分的共源共栅(cascode)结构，第三电阻器r3和第四电阻器r4为偏置电阻，所述第六电容c6和所述第七电容c7可以隔离所述第五mos场效应管m5的栅极和所述第七mos场效应管m7的栅极，且所述第六电容c6和所述第七电容c7还可以起到隔直流通交流的作用。
[0083]
在具体实施时，第五偏置电压端vb5的电压可以根据第七mos场效应管m7和第五mos场效应管m5的工作状态设计，一般所述第七mos场效应管m7和所述第五mos场效应管m5的直流工作点均偏置在ab类。
[0084]
其中，图8中以第四mos场效应管m4、第五mos场效应管m5、第六mos场效应管m6和第七mos场效应管m7均为n型场效应管为例进行示例，在具体实施时，第四mos场效应管m4、第五mos场效应管m5、第六mos场效应管m6和第七mos场效应管m7也可以均为p型场效应管。
[0085]
示例性的，继续参见图8，所述驱动级放大电路4中还可以包括第八电容c8和第九电容c9；所述第八电容c8连接于所述第四mos场效应管m4的源极和所述第七mos场效应管m7的栅极之间；所述第九电容c9连接于所述第六mos场效应管m6的源极和所述第五mos场效应管m5的栅极之间。其中，所述第八电容c8和所述第九电容c9为中和电容，用于对所述驱动级放大电路4提供负反馈，从而可以提高所述驱动级放大电路4的稳定性。
[0086]
需要说明的是，以上仅是举例说明驱动级放大电路的具体结构，在具体实施时，所述驱动级放大电路的具体结构不限于本技术实施例提供的上述结构，还可以是本领域技术人员可知的其他结构，在此不做限定。
[0087]
示例性的，继续参见图8，所述输入匹配电路2可以包括第一变压器t1和第五电阻器r5。所述第五电阻器r5连接于所述第一变压器t1的第一输入端与第二输入端之间，所述第一变压器t1的两个输出端分别为所述输入匹配电路2的第一输出信号端out2a和第二输出信号端out2b，所述第五电阻器r5的一端连接所述输入匹配电路2的输入信号端in2，所述第五电阻器r5的另一端接地。在所述输入匹配电路2中，所述第一变压器t1除了可以实现电压转换还可以实现单端输入到差分输出的转换。
[0088]
需要说明的是，以上仅是举例说明输入匹配电路的具体结构，在具体实施时，所述输入匹配电路的具体结构不限于本技术实施例提供的上述结构，还可以是本领域技术人员可知的其他结构，在此不做限定。
[0089]
示例性的，继续参见图8，所述级间匹配电路5可以包括第二变压器t2和第十电容c10。所述第十电容c10连接于所述第二变压器t2的第一输入端和第二输入端之间，第二变压器t2的第三输入端与电源电压端vdd连接，所述第二变压器t2的两个输出端分别为所述
级间匹配电路5的第一输出信号端out5a和第二输出信号端out5b，所述第二变压器t2的第一输入端和第二输入端分别为所述级间匹配电路5的第一输入信号端in5a和第二输入信号端in5b。
[0090]
需要说明的是，以上仅是举例说明级间匹配电路的具体结构，在具体实施时，所述级间匹配电路的具体结构不限于本技术实施例提供的上述结构，还可以是本领域技术人员可知的其他结构，在此不做限定。
[0091]
示例性的，继续参见图8，所述输出匹配电路3可以包括第三变压器t3、第十一电容c11和第六电阻器r6。所述第六电阻器r6和第十一电容c11均连接于所述第三变压器t3的两个输出端之间，所述第三变压器t3的第一输入端和第二输入端分别为所述输出匹配电路3的第一输入信号端in3a和第二输入信号端in3b，所述第三变压器t3的第三输入端接电源电压端vdd，所述第六电阻器r5的一端连接所述输出匹配电路3的输出信号端out3，所述第六电阻器r6的另一端接地。
[0092]
需要说明的是，以上仅是举例说明输出匹配电路的具体结构，在具体实施时，所述输出匹配电路的具体结构不限于本技术实施例提供的上述结构，还可以是本领域技术人员可知的其他结构，在此不做限定。
[0093]
以图6所示的功率放大器为例，搭建如图9所示的没有补偿单元的对比电路，对功率放大器的输出电压相位随输入功率的变化趋势进行仿真，仿真结果可以得到输入信号在5.0ghz～6.0ghz频段的输出电压相位变化趋势基本不变，在此以5.2ghz为例，仿真结果如图10a至图10c所示。其中，图10a为当图9所示的功率放大器中不包括补偿单元时功率放大电路的输出电压相位随输入功率的变化趋势曲线；图10b为图6所示的功率放大器的输出匹配电路的输出电压相位随输入功率的变化趋势的曲线；图10c所示图6所示的功率放大器中补偿单元的输出电压相位随输入功率的变化趋势曲线。通过仿真结果可以看出，补偿单元的输出电压相位随输入功率的变化趋势与不包括补偿单元的功率放大电路的输出电压相位随输入功率的变化趋势相反，因此经过补偿单元补偿后的功率放大电路的输出电压相位随输入功率的变化趋势基本不变。由此，由仿真结果可以验证本技术实施例提供的功率放大电路可以有效地对相位进行补偿，改善非线性度，且结构简单，并且在补偿am-pm的同时基本不会对am-am造成影响。
[0094]
为了进一步仿真验证本技术实施例提供的功率放大电路，以图8所示的放大器为例，搭建如图11所示的没有补偿单元的对比电路，仿真结果如图12a至图12d所示，由对比结果可以看到，在5.5ghz～5.8ghz频率范围内，加入补偿单元后的am-pm值小于1
°
，远小于未补偿前的7
°
。
[0095]
进一步地，当第一功率放大电路和第二功率放大电路的第一偏置电压端为可调电压端时，以图13所示的功率放大器为例，在不同第一偏置电压端vb1的电压下，am-pm的仿真结果如图14所示，由图中结果可以验证出，通过调整第一偏置电压端vb1的电压，可以对第三mos场效应管m3的栅极偏置电压进行调节，从而可以实现第三mos场效应管m3的栅源cgs电容的调整，达到对am-pm的最优设置，满足不同调制信号的发射线性度要求。
[0096]
本技术实施例还提供了一种发射机，包括电路板和与所述电路板电连接的所述功率放大器。由于该发射机解决问题的原理与前述一种功率放大器相似，因此该发射机的实施可以参见前述功率放大器的实施，重复之处不再赘述。
[0097]
显然，本领域的技术人员可以对本技术进行各种改动和变型而不脱离本技术的精神和范围。这样，倘若本技术的这些修改和变型属于本技术权利要求及其等同技术的范围之内，则本技术也意图包含这些改动和变型在内。