放大电路以及光学导航装置的制作方法

1.本发明有关于放大电路以及使用这放大电路的光学导航装置，特别有关于具较低电能消耗的放大电路以及使用这放大电路的光学导航装置。


背景技术：

2.现有技术的光学导航装置(例如光学鼠标)可包括多个放大电路，放大电路通常包括了运作时会消耗许多电能的放大器。越多放大器，消耗的电能就越多。这样的情况，可能降低光学导航装置中的电池的使用时间。
3.因此，需要一种具有较低电能消耗的新的放大电路。


技术实现要素：

4.本发明一目的为公开一种具低电能消耗的放大电路。
5.本发明另一目的为公开一种具低电能消耗的光学导航装置。
6.本发明一实施例公开了一种放大电路，可运作在取样模式以及维持模式其中之一，包括：放大器；以及电流提供电路，用以在该放大电路运作在该取样模式时在省电时间区间提供第一偏压电流至该放大器，并用以在该放大电路运作在该维持模式时提供第二偏压电流至该放大器；其中该第一偏压电流小于该第二偏压电流。
7.本发明另一实施例公开了一种光学导航装置，包括光学传感器以及放大电路。光学传感器，用以感测光学数据以产生光学感测信号。放大电路，用以处理该光学感测信号，可运作在取样模式以及维持模式其中之一，包括：放大器；以及电流提供电路，用以在该放大电路运作在该取样模式时在省电时间区间提供第一偏压电流至该放大器，并用以在该放大电路运作在该维持模式时提供第二偏压电流至该放大器；其中该第一偏压电流小于该第二偏压电流。
8.根据前述实施例，可以降低放大电路的电能消耗。而且，使用这种放大电路的电子装置可以具有更长的电池工作时间。
附图说明
9.图1绘示了根据本发明一实施例的放大电路的电路图。
10.图2绘示了根据本发明一实施例的电流提供电路的方块图。
11.图3和图4绘示了根据本发明不同实施例的信号的波形图，这些信号用以控制图1中的放大电路以及图2中的电流供应电路。
12.图5和图6绘示了图2所示的电流供应电路的详细电路。
13.图7绘示了根据本发明一实施例的开关控制信号产生电路的方块图。
14.图8、图9以及图10绘示了根据本发明不同实施例的，图7所示的开关控制信号产生电路的详细电路的电路图。
15.图11为图8、图9以及图10所示的电路的信号的波形图。
16.图12绘示了根据本发明一实施例的，使用了本发明所公开的放大电路的光学导航系统的方块图。
17.其中，附图标记说明如下：
18.100 放大电路
19.101 放大器
20.103 电流提供电路
21.700 开关控制信号产生电路
22.701 模式控制电路
23.703 第一逻辑电路
24.705 延迟电路
25.707 闸电路
26.709 输出逻辑电路
27.1001 or闸
28.1200 光学导航装置
29.aa 放大器
30.ad_1、ad_2 adc
31.bt 热码转换器
32.bh 独热编码转换器
33.ck 时钟信号
34.ck/2 除频时钟信号
35.cf、cm 电容
36.cs_1、cs_2 电流源
37.ccs 恒电流源
38.do、go 输出信号
39.dl_1 第一延迟单元
40.dl_2 第二延迟单元
41.dl_3 第三延迟单元
42.dp d 型正反器
43.fa 前端放大器
44.g_1、g_2、g_3、g_4 闸
45.i_b1、i_b2、i_b3、i_bn 电流
46.i_bias 偏压电流
47.sw、sw_1、sw_(n-2)、s_s1、s_s2、s_h1、s_h2 开关
48.sen 开关控制信号
49.sw_s、sw_s1、sw_s(n-2) 选择开关
50.sen[0]、sen[1]、sen[n-2] 选择信号
[0051]
vin 输入电压
[0052]
vout 输出电压
[0053]
ss 取样模式信号
[0054]
ss_dly 延迟切换模式信号
[0055]
hs 维持模式信号
[0056]
hs_dly 延迟维持模式信号
[0057]
sen 开关控制信号
[0058]
rs_1、rs_2、rh_1、rl_1、rl_2 上升缘
[0059]
fh_1、fs_1、fh_2、fl_1 下降缘
[0060]
pst 省电时间区间
[0061]
sti 取样时间区间
[0062]
nt 通常电能时间区间
[0063]
pm_1、pm_2、pm_3、pm_4、pw_n p-mosfet
[0064] 反相延迟维持模式信号
[0065] 维持模式信号hs的反相信号
[0066]
swc 开关控制码
[0067]
tc[0]、tc[0]、tc[2]、tc[x]、ohc[0]、ohc[1]、ohc[2] 比特
[0068]
ng_1 第一and闸
[0069]
ng_2 第二and闸
[0070]
ng_3 第三and闸
[0071]
ng_4 第四and闸
[0072]
ng_5 第五and闸
[0073]
ncg 非重迭时钟产生器
[0074]
iv_1-iv_n 反相器
[0075]
pa 像素数组
具体实施方式
[0076]
以下将以多个实施例来描述本发明的内容，还请留意，各实施例中的元件可通过硬件(例如装置或电路)或是固件(例如微处理器中写入至少一程序)来实施。此外，以下描述中的”第一”、”第二”以及类似描述仅用来定义不同的元件、参数、数据、信号或步骤。并非用以限定其次序。
[0077]
图1绘示了根据本发明一实施例的放大电路的电路图。如图1所示，放大电路100可以运作在取样模式和维持模式其中之一，且包括放大器101、电流提供电路103、开关s_s1、s_s2、s_h1、s_h2和电容cf、cm。当放大电路100在取样模式下运作时，开关s_s1、s_s2开启(导通)但开关s_h1、s_h2关闭(不导通)。在这种情况下，输入电压vin可以对电容cp和cm充电。相反的，当放大电路100运作在维持模式时，开关s_s1、s_s2关闭而开关s_h1、s_h2开启。放大器101接收电流提供电路103所产生的偏压电流i_bias，以使放大器101中的元件可在适当的条件下运作来产生输出电压vout。
[0078]
在一实施例中，当放大电路运作在取样模式时，偏压电流i_bias在省电时间区间内是第一偏压电流，当放大电路运作在维持模式时是第二偏压电流。第一偏压电流小于第二偏压电流。放大电路100为开关电容放大电路。然而，本发明不限在应用在开关电容放大电路，也不限在应用在具有图1所示电路结构的放大电路。
[0079]
图2绘示了根据本发明一实施例的电流提供电路103的方块图。如图2所示，电流提供电路103包括电流源cs_1、cs_2和开关sw。电流源cs_1、cs_2分别产生电流i_b1、i_b2。在取样模式的省电时间区段内，受开关控制信号sen控制的开关sw关闭，因此偏压电流i_bias为电流i_b1(第一偏压电流)。此外，在维持模式下，开关sw开启，因此偏压电流i_bias为i_b1+i_b2(第二偏压电流)。
[0080]
图3和图4绘示了根据本发明不同实施例的信号的波形图，这些信号用以控制图1中的放大电路以及图2中的电流供应电路。在图3的实施例中，取样模式信号ss用以控制图1中的开关s_s1和s_s2，维持模式信号hs用以控制图1中的开关s_h1和s_h2。当取样模式信号ss具有高逻辑值(即取样模式)时，开关s_s1和s_s2开启，而当取样模式信号ss具有低逻辑值时，开关s_s1和s_s2关闭。当维持模式信号hs具有高逻辑值(即维持模式)时，开关s_h1和s_h2开启，而当维持模式信号hs具有低逻辑值时，开关s_h1和s_h2关闭。当开关控制信号sen具有高逻辑值(即省电时间区间pst)时，图2中的开关sw关闭，使得图1和图2中的偏压电流i_bias为第一偏压电流(i_b1)。相反的，当开关控制信号sen具有低逻辑值时，图2中的开关sw导通，使得图1和图2中的偏压电流i_bias为第二偏压电流(i_b1+i_b2)。
[0081]
根据图3所示的波形图，放大电路100在取样时间区间sti期间运作在取样模式。省电时间区间pst仅占取样时间区间sti的一部分。此外，在一实施例中，省电时间区间pst与放大电路达到稳定运作状态的速度成反比。也就是说，如果放大电路100可以在短时间内达到稳定运作状态(即具有较高的速度)，则可以将省电时间区间pst设置得更长，以节省更多的电能。反之，若放大电路100需要较长时间才能达到稳定运作状态(即速度较慢)，则省电时间区间pst则需要被设定的较短。取样动作的完成可以意味着，例如，电容cp和cm已经被充电到输入电压vin的电压准位。“放大电路100达到稳定运作状态”的动作可以是，例如放大电路100完成其直流偏压状态。
[0082]
请再次参考图3，由于省电时间区间pst仅占据取样时间区间sti的一部分，因此取样时间区间sti还包括通常电能时间区间nt。在一实施例中，电流提供电路103在通常电能时间区间nt期间向放大器101提供第二偏压电流。
[0083]
在图3的实施例中，取样模式信号ss的上升缘rs_1、维持模式信号hs的下降缘fh_1和开关控制信号sen的上升缘rl_1同时发生。此外，取样模式信号ss的下降缘fs_1和维持模式信号hs的上升缘rh_1同时发生。然而，实际上，这些边缘之间可能存在时间延迟。例如，如图4所示，取样模式信号ss的上升缘rs_1、维持模式信号hs的下降缘fh_1和开关控制信号sen的上升缘rl_1之间存在时间延迟，时间延迟也存在在取样模式信号ss的下降缘fs_1和维持模式信号hs的上升缘rh_1之间。这种时间延迟可以是为了放大电路100的运作而特地设置的，也可以是由于放大电路100的元件的限制所造成的。这类变化也应落入本技术的范围内。
[0084]
图2中的电流提供电路103可以由各种电路实现。图5绘示了图2所示的电流供应电路的详细电路。如图5所示，本实施例中为电流镜电路的电流提供电路103包括p-mosfet pm_1、pm_2、pm_3、pm_4(开关sw)和恒电流源ccs。p-mosfet pm_1、pm_2、pm_3、pm_4可被控制以提供第一偏压电流(i_b1)和第二偏压电流(i_b1+i_b2)中其中之一，且可用n-mosfet代替。
[0085]
在图2和图5的实施例中，电流提供电路103包括两个分支(branch)，分别提供电流
i_b1和电流i_b2。然而，电流提供电路103可以包括多于两个的分支。如图6所示，电流提供电路103包括多于两个的分支，分支包括恒电流源ccs、pmosfet pm_1-pm_n、开关sw、sw_1
…
sw_(n-2)和选择开关sw_s、sw_s1
…
sw_s(n-2)。开关sw、sw_1
…
sw_(n-2)受开关控制信号sen控制，选择开关sw_s、sw_s1
…
sw_s(n-2)受选择信号sen[0]、sen[1]...sen[n-2]的不同比特控制。通过控制开关sw、sw_1
…
sw_(n-2)和选择开关sw_s、sw_s1
…
sw_s(n-2)，偏压电流i_bias可以是电流i_b1
…
i_bn的任意组合。通过这样的结构，可在省电时间区间pst内进一步降低偏压电流i_bias，进而进一步降低电能消耗。
[0086]
多种电路可用来产生开关控制信号sen。图7为本发明一实施例的开关控制信号产生电路700的方块图。如图7所示，开关控制信号产生电路700包括热码转换器(binary to thermometer code converter)bt、独热编码转换器(binary to one hot code converter)bh、模式控制电路701、第一逻辑电路703、延迟电路705、闸电路707和输出逻辑电路709。
[0087]
模式控制电路701用以接收时钟信号ck以产生取样模式信号ss、维持模式信号hs和维持模式信号hs的反相延迟维持模式信号热码转换器bt用以接收开关控制码swc。包括至少一个逻辑闸的第一逻辑电路703用以接收热码转换器bt的输出信号。延迟电路705用以接收第一逻辑电路703的输出信号。独热编码转换器bh用以接收开关控制码swc。闸电路707用以根据热码转换器bh的输出信号和热码转换器bt的输出信号的一比特tc[x]使延迟电路705的输出信号do的至少一部分通过。输出逻辑电路709用在根据延迟电路705的输出信号do、闸电路707的输出信号go以及反相延迟维持模式信号产生开关控制信号sen。
[0088]
图7所示的方块图可以由各种电路实现。图8、图9以及图10绘示了根据本发明不同实施例的，图7所示的开关控制信号产生电路的详细电路的电路图。参考图8、图9、图10的同时请一并参考图7，以更清楚地理解本发明的概念。
[0089]
如图8所示，第一逻辑电路703包括多个and闸ng_1-ng_3，用于平行接收热码转换器bt的输出信号的比特tc[0]-tc[2]。此外，延迟电路705包括多个延迟单元dl_1-dl_2，用于平行接收and闸ng_1-ng_3的输出信号。闸电路707包括多个闸g_1-g_4，闸g_1-g_由独热编码转换器bh的输出信号的不同比特ohc[0]-ohc[2]控制。此外，闸电路707包括闸g_4，其接收热码转换器bt的输出信号的第一比特tc[0]的反相值。
[0090]
具体来说，第一逻辑电路703包括第一and闸ng_1、第二and闸ng_2和第三and闸ng_3。延迟电路705包括第一延迟单元dl_1、第二延迟单元dl_2和第三延迟单元dl_3。第一and闸ng_1用以接收时钟信号ck和热码转换器bt的输出信号的第一比特tc[0]。第二and闸ng_2用以接收热码转换器bt的输出信号的第二比特tc[1]。第一延迟单元dl_1耦接第一and闸ng_1的输出，而第二and闸ng_2更接收第一延迟单元dl_1的输出信号。第三and闸ng_3与第二延迟单元dl_2的连接方式与第二and闸ng_2与第一延迟单元dl_1的连接方式类似，故在这不再赘述。第三延迟单元dl_3耦接于第三and闸ng_3与闸g_3之间。闸g_1-g_3分别接收第一延迟单元dl_1、第二延迟单元dl_2和第三延迟单元dl_3的输出信号。
[0091]
热码转换器bt和独热编码转换器bh是将一种码转换为其他码的转换器，从而可以通过其输入来控制后续电路。表1绘示了热码转换器bt的输出信号的比特tc[0]-tc[2]、独热编码转换器bh的输出信号的比特ohc[0]-ohc[2]以及开关控制码swc的关系的例子。本领
域技术人员当可理解热码转换器bt和独热编码转换器bh的具体细节，故不再赘述。
[0092][0093][0094]
表1
[0095]
图9绘示了根据本发明的一实施例的模式控制电路701的电路图。如图9所示，模式控制电路701包括d型正反器dp、非重迭时钟产生器ncg和反相器iv_1-iv_n。d型正反器dp用以对时钟信号ck进行除频，来产生除频时钟信号ck/2给输出逻辑电路709。非重迭时钟产生器ncg用以产生开关模式信号ss、维持模式信号hs、延迟切换模式信号ss_dly、延迟维持模式信号hs_dly。反相器iv_1-iv_n其中之一接收延迟维持模式信号hs_dly以产生反相延迟维持模式信号非重迭时钟产生器ncg的细节为本领域技术人员所熟知，为简洁起见在这不再赘述。
[0096]
图10绘示了根据本发明的一实施例的输出逻辑电路709的电路图。如图10所示，输出逻辑电路709包括第四and闸ng_4、第五and闸ng_5和or闸1001。第四and闸ng_4用以接时钟信号ck的除频信号(即除频时钟信号ck/2)，并接收反相延迟维持模式信号or闸1001用以接收延迟电路705的输出信号之一，并用以选择性地接收闸电路707的输出信号。具体来说，or闸1001的一输入端选择性通过图8所示的闸g_1-g_的接收来自第一延迟单元dl_1、第二延迟单元dl_2和第三延迟单元dl_3的输出信号。or闸1001的另一个输入端接收来自第一延迟单元dl_1的输出信号。第五and闸ng_5用以接收第四and闸ng_4的输出信号和or闸1001的输出信号，以产生开关控制信号sen。
[0097]
图11为图8、图9以及图10所示的电路的信号的波形图。更具体地，图11绘示了时钟信号ck、除频时钟信号ck/2、取样模式信号ss、延迟开关模式信号ss_dly、维持模式信号hs、延迟维持模式信号hs_dly、反相延迟维持模式信号延迟电路705的输出信号do、闸电路707的输出信号go和开关控制信号sen。如图11所示，输出信号do和输出信号go对应不同的开关控制码swc而变化，从而可以产生不同的开关控制信号sen。因此，可以通过提供不同的开关控制码swc来改变图2中的电流源所提供的电流。
[0098]
前述放大电路可应用在光学导航装置，但不限定。图12绘示了根据本发明一实施例的，使用了本发明所公开的放大电路的光学导航系统1200的方块图。如图12所示，光学导航装置1200，例如光学鼠标或光学触控感测装置，包括像素数组pa(即光学传感器)、多个前端放大器fa(仅绘示其中两个)和多个adc(analog to digital converter，数字模拟转换器)ad_1、ad_2(仅绘示其中两个)。像素数组pa用以感测光学数据(例如，影像)以产生光学
感测信号，adc ad_1、ad_2中的前端放大器fa和放大器aa用以处理光学感测信号。
[0099]
放大和数字化后的光学感测信号被传送到数字核心以进行进一步处理。光学导航装置1200可根据像素数组所感测到的光学数据，判断光学导航装置1200与物体(例如桌面或手指)之间的相对位置。由于光学导航装置1200包括多个放大电路，若放大电路采用前述实施例中所说明的架构，则可大幅降低电能消耗。因此，可延长光学导航装置1200的电池运作时间。当光学导航装置1200工作在低功率启动模式时，这优点尤其明显。
[0100]
在一实施例中，当光学导航装置1200工作在启动模式时，电流提供电路103提供第一偏压电流(例如图2中的i_b1)、第二偏压电流(例如图2中的i_b1+i_b2)和第三偏压电流(例如，图2中的i_b2)其中之一到放大电路中的放大器。在低功率启动模式下，光学导航装置1200不需要高质量的光学数据来判断相对位置，故来自电流提供电路103的第二偏压电流或第三偏压电流可以被停用。这种动作可以通过图6所示的电路来实现，但并不限定。在一实施例中，启动模式是指光学导航装置1200以较高的速度运作或需要较高质量的光学数据，而低功率启动模式是指光学导航装置1200以较低的速度运作或需要较低质量的光学数据。
[0101]
根据前述实施例，可以降低放大电路的电能消耗。而且，使用这种放大电路的电子装置可以具有更长的电池工作时间。
[0102]
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。