一种降低印刷电路板中平行微带线电磁干扰的结构

1.本发明涉及平行微带线抗串扰技术领域，具体涉及一种降低印刷电路板中平行微带线电磁干扰的结构。


背景技术：

2.随着芯片内部所能容纳晶体管的数量大幅增加,这将导致了芯片周边的印刷电路板中微带线需要承载传输更高速的信号，并且电路板的设计在走向小型化的趋势下，微带线中传输的信号将攻击相邻的回路，这就导致了严重的串扰问题。
3.以两条间隔只有一倍线宽的平行微带线为例，微带线间呈现出强耦合的组态，对于两条长度为4英寸的平行传统微带线，实验测量结果显示在8ghz附近，将近有50％的能量耦合到另一条微带线。对于上升时间为30ps的数字信号而言，远程串扰的电压幅值是输入信号的32.5％以上，这已经远远超过高速数字信号传输所能容忍的噪声极限5％，因此，用于降低这类噪声的方法引起了广泛的关注。为了克服过高的电磁噪声，信号完整性的教材总是建议设计人员在高速信号传输的条件下，两条平行微带线的间隔至少维持在3倍线宽以上，即3w规则。研究平行微带线间的电磁干扰一直是一个重要研究课题，在现有技术中研究人员对于微带线间的电磁干扰使用电磁数值方法与电路模型进行系统化的分析，为了研究两条平行微带线间的电磁干扰强度与微带线之间的间隔关系，现有技术中探索了两条微带线之间的间隔从1到4倍微带线线宽下电磁耦合强度的变化，从商用软件的数值计算结果与网络分析仪获所得的s参数验证了加宽微带线的间隔确实可以减小两条微带线间的电磁耦合现象，然而随着信号的频率增加或数字信号上升时间的缩短，3w规则已经不再满足实际高速电路的需求。以上升时间为30ps 的阶梯信号送入相隔为3w的两条平行微带线为例，另一条微带线将感受的输入信号幅度为10.2％强度的串扰。很显然地，在更高频或高速的电路中3w的规则完全无法符合噪声的要求。如果考虑到将两条微带线的间隔改为4倍线宽，这将会使电路面积的小型化出现瓶颈，从而增加电路设计人员对印刷电路板的布线困难。因此在两条平行微带线间寻求更为有效的阻隔电磁干扰的方法已经是刻不容缓。两条平行微带线有两种本征模式，即：奇模与偶模。两条平行微带线间的串扰起源于奇模与偶模的相速度不同所导致的，奇模的相速度可以由对应奇模电容与电感所确定，对于偶模的相速度也是与偶模电容与电感密切关联。因此可以藉由调整耦合微带线的奇模与偶模各自的电容与电感可以使串扰降低，现有的研究人员通过在两条微带在线跨接一系列的去耦电容可以使得奇模与偶模相速度的差异减小用以抑制远程串扰，在两条平行的微带线中引入防护走线来隔离远程与近端串扰是目前的主流技术。现有技术中使用fdtd数值方法来分析在两条平微带线间加入一条宽度不均匀的微带隔离线后对串扰的影响，目前在商业产品最常用来做为隔离电磁干扰的技术是在两条微带线间引入一条接地防护线，这类接地防护线广泛的用在许多高频与高速电路产品中。研究人员使用着电磁数值方法与等效电路来探索接地防护线的许多重要的特性。接地防护线是在微带线上引入一系列金属接地孔来隔离串扰，研究人员使用2d的有限元素法，在不随时变的 maxwell方程组中提取互容与互感来研究接地
防护线对电磁干扰的隔离程度，此外研究人员将直的接地防护线以蛇形弯曲结构取代，使用网络分析仪测量这类接地防护线对两条平形微带间的电磁干扰的抑制效果。研究人员研究了接地防护线中，金属空心圆柱的间隔与s参数共振耦合的关系。从软件仿真的数据可以发现，当金属空心圆柱的间隔加密可以减少s参数的共振耦合。这表示在两条耦合的平行的微带线间所出现的接地防护线，会在基板上出现高密度的金属空心圆柱，而这将会破坏多层电路板中其他各层的布线规划，因此接地防护线在使用上是存在严重问题的，而且接地防线在更为高频的频段也就不在那么有效了。一个看似与高速信号传输无关的物理现象有可能提供一个全新的方案来克服微带线间串扰的问题，长期以来周期结构通常用来设计光学滤光片，反射镜或天线。然而研究人员却提出一个概念,在金属表面刻蚀远小于波长的周期阵列孔洞结构可以存在一种约束于导体表面的电磁模式，与研究人员建议将两条周期微带线按三明治的方式互嵌来提升两条微带线的互容比，即互容与电容的比值，并藉此来消除远程串扰。使用周期微带线互嵌来消除电磁干扰的方式虽然对远程串扰的抑制有不错的效果，然而却会导致近端串扰增加的明显效应。这类布线的方式也不容易直接用于传输高速信号的差分微带线。
4.后来有研究人员突破常规，在传统微带线的边缘引入亚波长周期结构，发现可以使电磁场高度约束于微带线内。在微带线边缘刻蚀周期结构，通常是做为低通滤波器使用，或改变微带线的特征阻抗。然而当周期结构的晶格常数远小于波长时，却能够使微带线有足够的传输带宽。几种类型的亚波长微带线用于降低微带线间的串扰被提出来，研究人员在传统高速电路中的差分微带线引入亚波长周期结构，实验结果发现可以同时有效抑制差分电路中的共模与串扰效应，显然在微带线的边缘引入亚波长周期结构可以减缓与传统微带线间的电磁交互作用。然而，这些亚波长周期微带结构在使用上需要面临一个问题，就是这种类型微带线的电路参数与特征阻抗不易获取，且在目前文献中很少涉及对于这类微带结构的特征阻抗的计算与测量.就目前已发表的文献都显示亚波长周期微带线存在过高的反射系数，即：特征阻抗偏离50ω。除此之外，特征阻抗随频率的变化也比较明显，不易做到与传统微带线的宽带匹配。
5.然而，由于亚波长周期微带线与传统微带线间的电磁耦合效应能有效地被降低。因此，全新的思想是仍然可以将亚波长周期微带线用于高速电路中，即，使用亚波长周期微带线来隔离两条传输信号的传统微带线间的电磁干扰。


技术实现要素：

6.为了解决现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种降低印刷电路板中平行微带线电磁干扰的结构，其具体技术方案如下：
7.一种降低印刷电路板中平行微带线电磁干扰的结构，基于亚波长周期微带线，设置在平行微带线间，包括以下三种结构：结构一，两端接电阻的亚波长周期微带线结构；结构二，一端接电阻，另一端拉一条金属导体连接至电流返回路径的亚波长周期微带线结构；结构三，一端接电阻另一端不接任何组件的亚波长周期微带线结构；其中，亚波长周期微带线结构的晶格常数为d，d＜＜λ或d＜λ/4，λ为信号的波长。
8.优选的，采用电磁学上的定义计算得到所述亚波长周期微带线的电路参数，获得特征阻抗与频率的关系，使用数值方法计算确定结构电路的互容与互感。
9.优选的，所述电阻与亚波周期微带线特征阻抗匹配数值，即连接于亚波长微带线的电阻的所述匹配数值可以藉由计算亚波长周期微带线的特征阻抗来获得，且所述匹配数值的范围介于0-30％。
10.优选的，所述平行微带线传输高速的数字信号，所述亚波长周期微带线结构不传输任何电磁讯号。
11.本发明的优点：
12.本发明相较于使用传统微带线来隔离平行微带线间的电磁干扰,能有效的降低整个电路系统的互容与互感,有利于微带线间串扰的抑制，并且本发明的防护线仅需要一个或两个接地孔，这对于多层电路板中的每一层线路的布线几乎不造成任何影响，大大优化了多层电路板中其他各层板的布线设计。
附图说明
13.图1(a)是本发明的前后两端都接电阻的亚波长周期微带防护线结构示意图；
14.图1(b)是本发明的一端接电阻另一端接地的亚波长周期微带防护线结构示意图；
15.图1(c)是本发明的一端接电阻另一端不接任何组件的亚波长周期微带防护线结构示意图；
16.图1(d)是前端与后端都接电阻的传统微带防护线结构示意图；
17.图2(a)是图1(a)的结构应用两条平行微带线中间的示意图；
18.图2(b)是图1(b)的结构应用两条平行微带线中间的示意图；
19.图2(c)是图1(c)的结构应用两条平行微带线中间的示意图；
20.图2(d)是图1(d)的结构应用两条平行微带线中间的示意图；
21.图3(a)是亚波长期微带线单胞的等效电路原理图；
22.图3(b)是亚波长周期微带线的特征阻抗与频率的关系示意图；
23.图4(a)是含防护线的平行微带线的电路模型原理图；
24.图4(b)是图4(a)电路模型中互容c
12
随频率的关系示意图；
25.图4(c)是图4(a)电路模型中互感l
12
随频率的关系示意图；
26.图4(d)是图4(a)电路模型中互容c
13
随频率的关系示意图；
27.图4(e)是图4(a)电路模型中互感l
13
随频率的关系示意图；
28.图5(a)是在防护线的隔离下,平行微带线的s
21
参数影响的数值结果示意图；
29.图5(b)是在防护线的隔离下,平行微带线的s
41
参数影响的数值结果示意图；
30.图5(c)是只有一端接电阻的亚波长周期防护线对平行微带线s
21
的影响的数值结果示意图；
31.图5(d)是只有一端接电阻的亚波长周期防护线对平行微带线s
41
的参数影响的数值结果示意图；
32.图6(a)是平行微带线在亚波长周期微带防护线隔离下的场分布示意图；
33.图6(b)是平行微带线在传统微带防护线隔离下的场分布示意图；
34.图6(c)是两条平行微带线间隔为3倍线宽时的场分布示意图；
35.图6(d)是平行微带线的奇模与偶模的相速度示意图；
36.图7(a)是5种隔离方式的平微带线的s
21
测量结果示意图；
37.图7(b)是5种隔离方式的平微带线的s
41
测量结果示意图；
38.图7(c)是亚波长周期微带防护线只接一个电阻的情况下,平行微带线的的s
21
测量结果示意图；
39.图7(d)是亚波长周期微带防护线只接一个电阻的情况下,平行微带线的的s
41
测量结果示意图；
40.图8(a)是平行微带线在图1(a)-图1(d)的四种隔离电磁干扰的方式下，远程串扰的测量结果示意图；
41.图8(b)是在防护线的隔离下，平行微带线输出的阶梯信号示意图；
42.图8(c)是在只接一个电阻的亚波长周期微带防护线的隔离下，平行微带线的远程串扰信号测量结果示意图；
43.图8(d)是在只接一个电阻的亚波长周期微带防护线的隔离下,平行微带线输出的阶梯信号测量结果示意图。
具体实施方式
44.为了使本发明的目的、技术方案和技术效果更加清楚明白，以下结合说明书附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。
45.在微带线的边缘蚀刻亚波长周期结构，能有效约束电磁场，并隔离与相邻微带线的电磁干扰，显然这是一个重要的创新。但是在使用亚波长周期微带线来传输电磁信号，则需要考虑好几个问题：第一是由于微带线存在周期结构，使用准静态的方法无法获得特征阻抗与频率的关系；第二是亚波长周期微带线不易与传统微带线做阻抗匹配，会有较大的反射波；第三是信号在亚波长周期微带线传输时，容易引起s参数随频率的抖动效应。然而在现有技术中已经公开亚波长周期微带线确实可以有效抑制与传统微带线间的交互作用，为了回避上述三个问题，考虑使用亚波长周期微带线来隔离两条传统微带线间的信号干扰。高速的数字信号仍由传统微带线来传输，只是在这里亚波长周期微带线则做为电磁信号干扰源的隔离结构，不再传输任何电磁讯号。具体的，如图1(a)-图1(c)和图2(a)
ꢀ‑
图2(c)所示，本发明的提供一类基于亚波长周期结构的防护走线，包括三种亚波长周期微带线结构，即用一条双侧亚波长周期微带线bspml来降低印刷电路板中平行微带线的远程串扰，由于防护走线中包含1到2个电阻，为了使所选择的电阻能够与亚波长周期微带线的阻抗匹配，本发明使用电磁学上的定义计算亚波长周期微带线的电路参数，并获得特征阻抗与频率的关系，使用数值方法确定整个电路系统的电路参数，包含互容与互感，并建立两条平行微带线与亚波长周期微带防护线的电路模型，通过该电路模型与有源器件合并，使用spice求解器运用全波数值方法对包含亚波长周期防护线的电路系统作数值仿真，确定亚波长周期微带防护线对频域信号的隔离效果，再使用网络分析仪与时域反射计测量在实际电路中亚波长周期微带防护线对电磁干扰的隔离效果。
46.更加具体的，微带线的边缘包含亚波长周期结构，晶格常数为d，凹槽的深度为b，凹槽的宽度为a，金属层的厚度为t，微带结构下面基板的介电常数为εr，高度为h。为了使亚波长周期防护线确实产生好的隔离效果，周期结构的晶格常数需要按亚波长的方式来设计，即，d＜＜λ，λ为信号的波长，或者是一个更为严格的强制性要求是d＜λ/4。如图1(a)-2(d)所示，为了从实验结果验证本发明的构想，分析这四种微带隔离结构对电磁场去耦合的
能力，这里采用 ro4003的电路板，金属层的厚度为t＝0.0175mm，介质的厚度为h＝0.508mm，介电常数为εr＝3.37。同时为了使传统微带线与sma接口做很好的阻抗匹配，微带线的宽度选择为w＝1.14mm，这样可以保证在低频的范围，由sma接口量到的s
11
可以小于-30db。对于作为隔离结构的双侧亚波长周期微带线bspml的晶格常数d 分别选择为0.5mm，1.0mm和2.0mm，凹槽的深度b＝0.3w，凹槽的宽度a＝0.5d。但实际在电路制造允许的情况下，都可以按实际需求改变凹槽的深度与宽度。
47.如图1(a)和图2(a)所示，微带隔离结构的前端与后端各加上一颗阻抗匹配的电阻后再各拉一个金属管到电流返回路径，这条亚波长周期微带线将不负责传输任何信号，即，不接任何信号源，也不选定为输入与输出信号的端口。作为隔离电磁干扰的微带线与传输信号的微带线是具有完全不同的作用。商用的接地防护线，通常是在隔离微带线内引入一连串的连接到电流返回路径的金属圆柱所构成的。这里必须强调的是，如果防护线仅有前端与后端有金属圆柱并连接到地，而中间并无其他的接地孔，并将这样的隔离结构直接用于隔离两条信号线，隔离微带与电流返回路径将形成一个谐振腔，其隔离效应会出现一个使得传统微带线无法传输完整的数字信号的谐振效应。为了避免在使用微带线来隔离信号线导致两条传统微带线间的谐振效应，亚波长周期微带线的前后两端不直接连接信号返回路径，取而代之的是与亚波周期微带线阻抗匹配的电阻，之后再各自连接两个金属圆柱。然而在许多实际的应用中，防护线往往只允许连接一个电阻，例如使用于转接头附近的电路，因此考虑只连接一个电阻的防护微带线，如图1 (b)与图1(c)所示。如图1(b)所示的微带结构只在亚波长微带线的一端连接接地电阻，而另一端为一金属圆柱，金属圆柱可以连接电流返回路径，也可以不接电流返回路径。如图1(c)所示的则只在微带线的一端引入电阻之后再连接一金属圆柱致电流返回路径，另一端则是维持不接任何组件的状态或接一个电容。此外，作为对照组，使用传统微带线来隔离两条微带线的电磁干扰如图1 (d)所示。
48.其中，所述连接亚波周期微带线并与其阻抗匹配的电阻的数值可以藉由计算亚波长周期微带线的特征阻抗来获得，在准tem的条件下，微带线的单位长度电容可以通过高斯定律来获得，首先对导体表面进行积分来获得微带线单位长度所累积的电荷：
[0049][0050]
这里的积分范围s1是环绕微带线的曲面，通过计算微带线与电流返回路径间的电场积分可以获得电位差为：
[0051][0052]
因此，微带线的电容可以表示为：
[0053][0054]
电感可以由交链过微带线的磁通量与电流的比值获得：
[0055][0056]
其中ψ是交链过微带线的磁通量，可以由磁通密度的通量积分获得：
[0057]
[0058]
这里的积分范围s2是磁力线交链过的曲面，电流可以从安培定律获得：
[0059][0060]
为了计算微带线的欧姆损耗，这里采用常规波导最常使用的微扰法来计算微带线的电阻r，首先通过电磁波的磁场分量计算周期结构中每一个单胞导体的平均损耗功率：
[0061][0062]
这里rs是金属导体的表面电阻，是导体表面磁场强度分量，作为金属导体的电阻可以用下面的表达式表示：
[0063][0064]
由于介质材料都存在漏电流，电导g可以通过微带线的电容获得：
[0065]
g＝ωtan(δ)c
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0066]
有了rlgc等电路参数，就可以计算微带线的特征阻抗，由于考虑到在低频段的电磁波损耗很小的情况，特征阻抗可以表示为：
[0067][0068]
单条亚波长微带线的电路参数的提取均在comsol软件中执行，对于亚波长周期微带线的每一个单胞与等效电路则显示于如图3(a)所示，如图3(b)则是亚波长周期微带线的特征阻抗随频率的变化关系。对于传统微带线，在 0.05ghz有特征阻抗zo＝50.306ω，对于晶格常数d＝0.5mm的亚波长周期微带线在0.05ghz的特征阻抗zo＝62.227ω。在微带线边缘引入亚波长周期结构会使特征阻抗随频率快速增加，有了特征阻抗的数值，就可以确定fig.1中隔离线路中亚波长周期微带线连接的电阻数值。
[0069]
为了使用电路模型来分析传统微带线与亚波长周期微带防护线的交互作用，这里需要计算整个电路系统的互容与互感。对于多导体传输线的电路系统，在准 tem的近似下，以如图2(a)所示的电路系统为例来计算所有微带线间的互容与互感。在电容矩阵中，微带线表面所累积的电荷qi与电位vi有如下的关系：
[0070]
q1＝c
11v1
+c
12
(v
1-v2)+c
13
(v
1-v3),
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0071]
q2＝c
22v2
+c
21
(v
2-v1)+c
23
(v
2-v3),
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0072]
q3＝c
33v3
+c
31
(v
3-v1)+c
32
(v
3-v2),
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(13)
[0073]
当c
11
,c
22
,and c
33
是自偏电容及c
ij
(i≠j)互容，已知每一条微带在线的每单位长度所累积的电荷qi与电压vi，通过求解联立方程组可以求解电容矩阵中的每一个元素。从电感矩阵可以看出电流i与交链过微带线的磁通量有如下的关系：
[0074]
ψ1＝l
11
i1+l
12
i2+l
13
i3,
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0075]
ψ2＝l
21
i1+l
22
i2+l
23
i3,
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0076]
ψ3＝l
31
i1+l
32
i2+l
33
i3.
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0077]
当l
11
,l
22
,and l
33
是自偏电感及l
ij
(i≠j)是互感，已知每一条微带线传输的电流ii与交链过微带线的磁通量ψi，可以求解电感矩阵的每一个元素。
[0078]
如图4(a)所示是含防护线的电路系统的电路模型，如图4(b)与4(c)所示的则是图
4(a)有防护线隔离的电路系统中的互容c
12
与互感l
12
随频率的变化，亚波长周期微带防护线与传统微带线的互容c
12
随频率增加至5ghz后缓慢随频率的增加而下降，且c
12
的数值随晶格常数d的增加而变小，同时也看到，使用传统微带线作为防护线的电路系统其互容c
12
最大，互感l
12
也是使用传统微带线隔离的电路系统最大。传统微带线与亚波长周期微带防护线的互感l
12
则是随着晶格常数d的变小而减小，当一条微带线的边缘蚀刻亚波长周期结构后，其效应是使与其相邻微带线的互容与互感同时变小。如图4(d)与4(e)所示的则是电路的系统的互容c
13
与互感l
13
随频率的变化，显然使用传统微带线来做为防护线时， c
13
比较小，但与其他类型的防护线相差不大。而传统微带防护线的l
13
相较于亚波长周期微带防护线则是要大一些，由于电路系统具有对称性，所以互容c
ij
＝c
ji
与互感l
ij
＝l
ji
，有了这些电路参数，就可以使用电路模型计算s参数,并与全波的数值结果进行比较,来验证这些参数的合理性。
[0079]
如图5(a)-5(d)是四种隔离方式由电路模型所获得的s参数，数值计算时所有微带线的长度都取10cm，s参数全波的数值结果用实线表示，而电路模型计算结果则用黑色点虚线表示。图5(a)显示对于两条微带线保持三倍微带线宽的情况则是几乎成线性的在15ghz由0db下降至-1.33db，对于使用d＝0.5mm的亚波长周期微带防护线隔离的两条平行微带线，其s
21
的数值一开始下降的比两条微带线隔离三倍线宽要快一些，然而在9ghz以后其数值就大于三倍线宽的微带线，这表示亚波长周期微带线,在高频波段,显示出更好的隔离效果,在15ghz 时，s
21
＝-1.105db，图5(b)则是s
41
的数值结果随频率变化的趋势，即频域的串扰分量。对于两条微带线间隔三倍线宽情况，在15ghz时，s
41
的数值为-11.11db。而采用晶格常数d＝1.0mm的亚波长周期微带线来做为隔离结构，在频率15ghz 时，s
41
的数值为-33.97db，使用亚波长周期微带防护线隔离的电路，其频域的串扰s
41
的最大值约-15db。然而在许多实际的情况中，通常不允许隔离防护线的前端与后端各连接一个电阻，有时不光是为了省钱的因素，在真实的电路中也就只能允许加一个电阻，例如接头区。然而，最初的构想是在亚波长周期微带线的前端与末端各加入一个电阻，前端与后端都阻抗匹配，如同前后端都接上信号源的情况，但有一点不同的是做为防护线将不再接上任何信号源，所以其作用与常规传输信号的微带线有显著的不同，这可以将其中一条传统微带线耦合进亚波长周期微带防护线的电磁噪声尽快的由前后两个电阻吸收，用以减少信号在防护走线来回振荡，避免形成共振耦合。然而在许多的电路中，由于实际的需求，无法在亚波长周期防护线的两端同时连接两个吸收电磁波的电阻。在面对这样的情况下，实在无法猜测如果用做隔离信号的亚波长周期微带线如果只连接一个电阻是否仍能产生很好的隔离效果。常规的想法在微带线的前后两端各接一个电阻，其作用就是取代阻抗匹配的信号输入端口，把由传统微带线耦合近来的电磁信号彻底由两个电阻吸收，然而仅保持一个电阻是否足够承担耦合电磁场的完全吸收，而另一端改成接地或不接任何器件，是否会形成共振效应，因此，有必要通过数值模拟来验证这种隔离方式的效果。图5(c)和5(d)则是探索亚波长周期微带防护线只连接一个电阻时，对于两条微带线电磁耦合的隔离成效。这里选择晶格常数d＝0.5mm的亚波长周期微带防护线来隔离两条平行微带线的电磁耦合，可以清楚看出接一个电阻与接两个电阻的亚波长周期微带线的隔离效果几乎是完全相同，唯一的差别是在s
21
与s
41
两条曲线上出现轻微的抖动。虚线是表示防护线一端接电阻，另一端短路的s参数的数值结果。点虚线是表示防护线一端接电阻，另一端不接任何器件的s参数的数值结果。至于在
真实的电路中只保留一个电阻的亚波长周期防护线，是否能正常发挥其隔离电磁干扰的功能仍需要留待实验来验证。这里必须强调的是，在所考虑的频率范围，由电路模型所获得的s参数与全波数值结果高度一致。
[0080]
藉由平行微带线的场分布与奇模和偶模的相速度可以从理论上理解亚波长周期微带防护线对于两条平行微带线间电磁干扰的隔离效应，如图6(a)-6(c) 所示的是两条微带线与亚波长周期防护线中的场分布与如图6(d)所示则是相速度计算的结果。这里考虑的频率是15ghz的电场分布，亚波长周期微带防护线对于两条平行微带线间的电磁耦合做了非常好的隔离，可以看出传统微带线中一部分的信号会偶合到亚波长周期微带防护线，但是亚波长周期微带防护线内的场不再耦合进另一条传统微带线。两条平行微带线存在两个基本模式，即，耦合微带线的奇模与偶模。两种模式在空气区的场分布不同，这使得两种模式有不同的相速度。两种基本模式的相速度差越大，平行微带线间的串扰越大。如图6(d)显示使用亚波长周期微带防护线隔离的平行微带线的相速度与频率的关系，可以看出在两条平行微带线间引入一条亚波长周期带线可以使平行耦合微带线的奇模与偶模间的相速度差减小。就理论上而言，使用亚波长周期防护线是具有可行性的。
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再进行实验测量，具体如下：
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为了验证亚波长周期微带防护线能有效隔离电磁干扰的理论分析，这里将进行实验安排，所要测量的电路结构包括：
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1、两条传统微带线隔离三倍线宽的样本，其中两条微带线的主要耦合区间为10cm；
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2、采用传统微带线作为隔离结构的微带电路；
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3、亚波长周期微带防护线隔离的平行微带线电路；
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4、一端接电阻，另一端金属管与电流返回路径相连的亚波长周期微带防护线隔离的平行微带线电路；
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5、一端接电阻另一端不接任何器件的亚波长周期微带防护线隔离的平行微带线电路；
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6、使用接地防护线隔离的微带电路。
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如图7(a)-7(d)所示的是测量微带电路s参数的结果。
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如图7(a)是使用亚波长周期微带防护线隔离两条平行微带线的s
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的测量结果。在整个测量的频率范围，两条微带线的间隔都是3倍线宽，使用接地防护线，及亚波长周期微带防护线都可以使s
21
在所考虑的频率范围维持在-3db以上。而使用传统微带线来作为防护线，s
21
在15ghz则下降至-15.86db。显然传统微带线不适合做为防护线，因为它们与相邻微带线有过高的互容与互感。这里亚波长周期防护线的前后两端都各接一个电阻，这个电阻的数值并不需要严格与亚波长周期微带线的特征阻抗数值一样。实验发现即使是使用50ω的电阻仍可以有效地发挥其隔离的功效，但是数值不能与亚波长周期微带防护线有过大的偏差。如图7(b)则是s
41
的测量结果，可以看出，除了在4ghz以前，亚波长周期防护线的s
41
是稍微大于接地防护线的测量结果。但是超过4ghz以后亚波长周期防护线的s
41
是远小于接地防护线的量测数值。所以亚波长周期防护线能为更高频率的信号提供更为出色的隔离效果，为了验证只连接一个电阻的亚波长周期微带防护线对电磁信号的隔离效果，这里考虑亚波长周期微带线的晶格常数d＝0.5mm，隔离线的两端接电阻，一端接电阻，一端短路或开
路，来看看这样的设计是否影响隔离电磁信号的效果。如图7(c)是防护线只接一个电阻的s
21
的测量结果，除了一端接电阻，一端开路的亚波长周期微带防护线在8-11ghz的s
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稍微低一点外，两种防护线的s
21
与两端接电电阻的防护线差异不大。虚线是表示防护线一端接电阻，另一端短路的s参数测量结果。点虚线是表示防护线一端接电阻，另一端不接任何器件的s参数测量结果如图7(d)则是只接一个电阻防护线s
41
的测量结果，只接一个电阻的防护线除了6-11ghz存在轻微的抖动外，其余的部分与两端接电阻的防护线的设量结果差异不大。
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测量得到时域信号测量的结果：
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如图8(a)所示，是远程串扰fext测量的结果。从端口1输入一上升时间为30ps的阶梯讯号，其幅值为0.2v，从端口4可以测量端串扰。对于3倍线宽的微带线的微带线而言，fext的最大幅值为-0.02046v，约为输入信号幅值的10％。使用接地防护线可以使fext变成-0.01384v，约为输入信号幅值的7％。对于 d＝1.0mm的亚波长周期微带防护线其fext的幅值为-0.01143v。对于d＝0.5mm的亚波长周期微带防护线其fext的幅值为-0.01078v，约为输入信号幅值的5％。使用晶格常数为0.5mm的亚波长周期防护线，基本上就可以符合串扰噪声5％的要求。可以看出使用传统的接地防护线，对串扰的改善仅有3％。而本发明可以使串扰降低一半，显然藉由调整周期防护线的几何尺寸可以更为有效地将fext 控制在电路系统能允许的范围。实际上为了使fext的量测数值更小，可以把凹槽的深度b加深，晶格常数d变得更小，在多次模拟的结果相信可以调整出更合适的结构。
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如图8(b)所示，是端口2输出的阶梯信号，可以看出四种隔离方式的输出信几乎重迭，值得一提的是信号的上升时间分别，3倍线宽的是46.4735ps，接地防护线的是45.448ps，晶格常数d＝1.0mm的亚波长周期防护线为46.4735ps，晶格常数d＝0.5mm的亚波长周期防护线为46.1318ps。四种隔离结构的t21信号的上升时间差异很小。
[0094]
如图8(c)所示，是亚波长周期防护线只接一个电阻时的fext，可以看出亚波长周期微带防护线只端接一个电阻与端接两个电阻对fext的影响非常小。
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如图8(d)所示，则是端口2输出的阶梯信号，三种隔离方式，即防护线接一个电阻或两个电阻对信号的输出没有影响。目前的高速或高频电路板中为了隔离串扰存在大量的接地孔。通常的看法是利用接地孔来隔离线路间的电磁干扰，然而在印刷电路板上存在大量的接地孔将使多层板的布线面临艰困的挑战。现在可以看出新型防护线仅需要一个接地孔，几乎对多层板的设计不产生影响。
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综上，本发明的一类基于亚波长周期结构的防护走线，用来降低印刷电路板中平行微带线的远程串扰，该技术可用于改进多导体传输线电路系统中的误触发与信号传输能力，相较于使用传统微带线来隔离平行微带线间的电磁干扰，新型的防护线能有效的降低整个电路系统的互容与互感，因此有利于微带线间串扰的抑制。s参数计算的结果显示这种亚波长周期微带防护线能够更有效的隔离两条微带线间电磁干扰。特别需要强调的是，传统的接地防护线需要大量而密集的接地孔,这将严重的影响多层电路板中其他各层板的布线设计。
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而本发明提出的防护线仅需要一个或两个接地孔，这对于多层电路板中的每一层线路的布线几乎不造成任何影响。在实验中对一条微带线输入30ps上升时间的阶梯式信号，可以测量另一条微带线的远程与近端串扰，测量的结果显示，亚波长周期微带防护线可
以使远程串扰减少至传输信号幅度的5％以下，并在使用上更具有弹性。为了因应高速电路的实际需求，本发明提出了三种隔离结构，并分别验证了其对微带线间电磁耦合的隔离成效。
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以上所述，仅为本发明的优选实施案例，并非对本发明做任何形式上的限制。虽然前文对本发明的实施过程进行了详细说明，对于熟悉本领域的人员来说，其依然可以对前述各实例记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行同等替换。凡在本发明精神和原则之内所做修改、同等替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。