驱动器电路和操作的制作方法

驱动器电路和操作
1.本公开的代表性实施方案的领域涉及关于或涉及驱动器电路的方法、设备和/或实施方式，并且更具体地，涉及如可用于驱动换能器的切换驱动器电路。
2.许多电子装置包括用于使用合适的驱动信号驱动换能器的换能器驱动器电路，例如用于使用音频驱动信号驱动主机装置的音频输出换能器或所连接的配件。
3.图1为用于驱动换能器的电路的示意图。如图1中总体以100所示，驱动器102可接收输入信号sin并生成用于驱动换能器的对应驱动信号。输入信号sin可以例如是输入音频或超声信号或触觉波形等，并且可从诸如上游放大和/或信号处理电路的上游电路(未示出)接收。驱动器102基于输入信号sin使用驱动信号驱动换能器104。在换能器是输出换能器时，驱动器102基于输入信号sin驱动换能器104以使换能器产生期望的输出，例如听觉、超声或触觉输出。
4.在一些应用中，驱动器102可包括用于生成驱动信号的开关放大器级，例如d类放大器级等。开关放大器级可以是相对功率高效的，并且因此可以有利地用于一些应用。开关放大器级通常操作以利用在驱动信号的占空比的整个过程中提供期望平均输出电压的占空比将输出节点在限定的高和低切换电压之间切换。为了提供期望的输出电压范围，可以在期望输出范围的峰值高电压和峰值低电压之间切换该切换幅度，例如在高侧电压vh和接地之间切换。
5.图1示出了单端驱动器的示例，但可以理解，在一些实施方式中，可以以桥接式负载配置驱动换能器。
6.图2示出了用于驱动桥接式负载(btl)的驱动器电路200的示例。图2示出了负载104的每一侧连接到相应驱动器102-1和102-2。每个驱动器102-1和102-2的输出节点201以受控的占空比在高侧电压vh和低侧电压vl之间切换，例如在正供电电压和接地之间切换，以控制负载104两端的电压。图2示出了每个驱动器102-1和102-2包括开关202a和202b，所述开关通常可以被实施为mosfet，以用于将驱动器的输出节点201选择性地连接到高侧电压或低侧电压。调制器203-1和203-2基于输入信号控制相应驱动器102-1和102-2的开关202a和202b的切换占空比。如本领域技术人员将理解的，调制器105可基于输入信号生成pwm或pdm切换信号。驱动器102-1和102-2因此可被视为生成相应的第一和第二驱动信号，所述驱动信号为用于驱动负载的差分驱动信号的组成部分。
7.在至少一些应用中，例如用于驱动一些压电换能器，可以期望用相对高的幅度生成驱动信号，例如用大约数十伏特等的峰到峰电压范围。因此，这通常可以要求驱动器102的输入电压(即vh和vl之间的电压差)相对高，以提供所要求的输出范围。
8.例如，压电或压电式换能器或陶瓷换能器正在被越来越多地建议用于一些应用，例如用于音频、超声或触觉输出，并且可以被考虑用作传统锥形或音圈式扬声器或谐振致动器等的替代方案。压电换能器由于其薄外形规格在一些应用中可能有利，尤其是对便携式电子装置，诸如移动电话、膝上型计算机和平板计算机等，所述薄外形规格可能有利于在不显著增加此类装置的尺寸的情况下满足增加其功能的需要。压电换能器也正在被越来越多地用作用于超声和测距系统的换能器。压电换能器在一些应用中也可用作输入换能器或
传感器。
9.然而，使用此类高输入电压可导致驱动器的开关两端的相对大电压应力，这可要求使用具有高压容差的装置，而这对于一些应用可能不实用，或者可能增加电路成本。
10.在一些实施方式中，使用此类高输入电压作为用于切换驱动器的切换电压也可能要求使用诸如具有相对高电感的电感器的部件，以避免由于切换导致的大纹波电流，这在一些实施方式中可能是不利的。
11.本公开的实施方案涉及改进的驱动电路。
12.根据本公开的一方面，提供了一种用于驱动换能器的切换驱动器，所述切换驱动器包括：第一和第二供电节点，其用于连接到限定输入电压的第一和第二电压供电；输出桥级，其包括连接在第一切换电压节点和输出节点之间的第一输出开关和连接在第二切换电压节点和输出节点之间的第二输出开关；电容器；和开关网络，其将所述第一和第二供电节点与所述第一和第二切换电压节点和所述电容器连接。开关网络可在不同开关状态下操作以在第一和第二切换电压节点处提供不同的电压。开关状态可包括第一开关状态和第二开关状态，在第一开关状态下，电容器连接在第一和第二供电节点之间以被充电到输入电压，并且第一和第二切换电压节点分别耦合到第一和第二供电节点；在第二开关状态下，第二切换电压节点连接到与第二供电节点处的电压不同的电压，并且电容器连接在第二切换电压节点和第一切换电压节点之间以在第一切换节点处提供增压电压。驱动器还可包括控制器，所述控制器被配置为基于输入信号控制开关网络的开关状态和输出桥级的第一和第二输出开关的占空比，以在输出节点处生成用于驱动换能器的输出信号。
13.在一些示例中，在第二开关状态下，第二切换电压节点连接到第一供电节点。开关网络可以进一步在第三开关状态下操作，在第三开关状态下，第一切换电压节点连接到第二供电节点，并且所述电容器连接在第二供电节点和第二切换电压节点之间以在第二切换节点处提供增压电压。第一电压供电可以比第二电压供电更加正，并且控制器可以被配置为：在第一开关状态下，以第一操作模式操作以在输出节点处提供介于第一和第二电压供电之间的范围中的驱动信号；在第二开关状态下，以第二操作模式操作以在输出节点处提供介于第一电压供电和由输入电压正增压的第一电压供电之间的范围中的驱动信号；以及在第三开关状态下，以第三操作模式操作以在输出节点处提供介于第二电压供电和由输入电压负增压的第二电压供电之间的范围中的驱动信号。
14.在一些示例中，开关网络可被配置为使得开关网络的任何开关两端与第一和第二输出开关两端的电压差在使用中基本不大于输入电压的幅值。
15.开关网络可被配置为使得电容器的第一电极可以选择性地连接到第一供电节点或第二供电节点中的任一个。开关网络可被配置为使得电容器的第二电极可以选择性地连接到第一供电节点或第二供电节点中的任一个。在一些示例中，电容器可以与输出桥级并联连接在第一和第二切换电压节点之间。开关网络可包括：第一开关，其将第一供电节点连接到第一供电选择节点；第二开关，其将第二供电节点连接到第一供电选择节点；第三开关，其将第一供电选择节点连接到第一切换电压节点；第四开关，其将第一供电节点连接到第二供电选择节点；第五开关，其将第二供电节点连接到第二供电选择节点；和第六开关，其将第二供电选择节点连接到第二切换电压节点。
16.控制器可被配置为使得当在第二开关状态下操作时：第四开关和第六开关闭合，
第五开关断开，以将第一供电节点连接到第二切换电压节点；并且第二和第三开关断开，第一开关闭合，以将第一切换电压节点与第一和第二供电节点断开连接并且将第一至第三开关中的任一者两端的电压差限制为基本不大于输入电压。
17.电容器可具有足够大的电容以存储足够的电荷来通过输入信号的循环供给换能器。
18.在一些示例中，电容器为第一电容器，并且切换驱动器还可包括第二电容器。在第一和第二开关状态中的至少一者下，第二电容器可以连接在第一和第二电压供电之间以被充电到输入电压。在第二开关状态下，第二切换电压节点可以连接到第一供电节点。开关网络可以进一步在第三开关状态下操作，在第三开关状态下，第二电容器连接在第一供电节点和第二切换电压节点之间以在第二切换节点处提供增压电压，并且第一电容器连接在第二切换电压节点和第一切换电压节点之间以在第一切换电压节点处提供进一步增压的电压。第一电容器可以与输出桥级并联连接在第一和第二切换电压节点之间。
19.在一些示例中，开关网络的开关与第一和第二输出开关中的至少一个开关包括nmos晶体管，其中nmos晶体管的至少一部分形成在衬底的n阱内，并且其中切换驱动器被配置为使得nmos晶体管的n阱在使用中利用基于第一和第二切换电压节点处的电压的电压来驱动。
20.在一些示例中，切换驱动器可以是第一切换驱动器，并且切换驱动器电路还可以包括第二切换驱动器，第一和第二切换驱动器被配置为以桥接式负载配置驱动换能器。第二切换驱动器可包括输出桥级、电容器和开关网络，它们可以以与第一切换驱动器相同的方式操作。控制器可被配置为基于输入信号控制第一和第二切换驱动器两者的开关网络的开关状态和输出桥级的占空比，以生成差分输出信号。
21.在一些示例中，切换驱动器电路可包括本文所述任何实施方案的切换驱动器和dc-dc转换器，所述dc-dc转换器被配置为接收至少一个输入电压供电并生成所述第一和第二电压供电中的至少一个。
22.在一些示例中，电感器可以连接到输出节点以与换能器串联连接。
23.实施方案还涉及切换驱动器电路，其包括任何实施方案的切换驱动器和换能器。换能器可以是音频输出换能器和触觉输出换能器中的至少一者。换能器可以是压电或陶瓷换能器。实施方案还涉及包括此类切换驱动器的电子装置。
24.在另一方面，提供了一种用于基于输入信号驱动换能器的切换驱动器，所述切换驱动器包括：第一和第二供电节点，其用于连接到限定输入电压的第一和第二电压供电；输出桥级，其包括连接在第一切换电压节点和输出节点之间的第一输出开关和连接在第二切换电压节点和输出节点之间的第二输出开关；电容器，其与输出桥级并联连接在所述第一和第二切换电压节点之间；和开关网络，其将所述第一和第二供电节点与所述第一和第二切换电压节点连接，开关网络可在不同开关状态下操作。在第一开关，第一和第二切换电压节点可以分别耦合到第一和第二供电节点，并且电容器被充电到输入电压。在第二开关状态下，第二切换电压节点可以连接到与第二供电节点处的电压不同的电压，并且电容器连接在第二切换电压节点和第一切换电压节点之间以在第一切换节点处提供增压电压。
25.方面还涉及一种用于驱动换能器的切换驱动器，所述切换驱动器包括：第一和第二供电节点，其用于连接到限定输入电压的第一和第二电压供电；输出桥级，其用于以受控
占空比将输出节点选择性地连接到第一或第二切换电压节点；电容器，其与输出桥级并联连接在所述第一和第二切换电压节点之间；和开关网络，其将所述第一和第二供电节点与所述第一和第二切换电压节点连接，其中开关网络可操作使得所述电容器的第一电极可以选择性地连接到第一供电节点和第二供电节点中的任一个。
26.在又一方面，提供了一种用于基于输入信号驱动换能器的驱动器电路，所述驱动器电路包括：第一和第二切换驱动器，其具有用于以桥接式负载配置驱动所述换能器的相应驱动器输出节点，第一和第二切换驱动器中的每一个包括相应输出级，所述相应输出级用于以受控占空比将相应驱动器输出节点在高切换电压和低切换电压之间可控地切换。第一和第二切换驱动器中的每一个可在多种不同的驱动器模式下操作，其中切换电压在所述不同的驱动器模式中是不同的；并且控制器基于输入信号控制驱动器操作模式和第一和第二切换驱动器中的每一个的占空比。控制器被配置为将第一和第二切换驱动器的占空比控制在限定的占空比最小极限和最大极限内。控制器被配置为当第一和第二切换驱动器中的至少一个的占空比达到占空比最大极限或最小极限时在不同的驱动器操作模式之间转换，并且控制器被配置为通过改变第一和第二切换驱动器中的处于所述占空比最大极限或最小极限的一个切换驱动器的驱动器模式来实施所述转换，并且将第一和第二切换驱动器中的所述切换驱动器的占空比变为另一个占空比极限，同时维持第一和第二切换驱动器中的另一个切换驱动器的驱动器模式并且应用占空比的变化以维持第一和第二驱动器信号的差分分量的幅值。
27.在一些示例中，占空比最大极限可以为95％或以下。占空比最小极限可以为5％或以上。
28.在一些示例中，切换电压之间的差值在不同的驱动器模式中的每一个中可以相同。
29.在一些示例中，第一和第二切换驱动器中的每一个可在以下模式下操作：第一模式，在所述第一模式下，切换电压为第一电压v1和第二电压v2，其中第一电压比第二电压更加正；和以下模式中的至少一个：第二模式，在所述第二模式下，切换电压为第一电压v1和比第一电压v1更加正的电压；和第三模式，在所述第三模式下，切换电压为第二电压v2和比第二电压v2更加负的电压。第一和第二切换驱动器中的每一个可具有用于接收第一和第二供电电压的第一和第二供电节点，并且第一和第二切换驱动器可被配置为使得第一电压v1和第二电压v2等于在相应第一和第二供电节点处接收的供电电压。控制器可被配置为控制第一和第二切换驱动器的驱动器模式以提供多种btl模式。btl模式可包括：低信号模式，在所述低信号模式下，第一和第二切换驱动器两者在第一驱动器模式下操作；中间信号模式，在所述中间信号模式下，第一和第二切换驱动器中的一个在第一驱动器模式下操作，并且第一和第二切换驱动器中的另一个在第二驱动器模式或第三驱动器模式下操作；和/或高信号电平模式，在所述高信号电平模式下，第一和第二切换驱动器中的一个在第二驱动器模式下操作，并且第一和第二切换驱动器中的另一个在第三驱动器模式下操作。控制器可被配置为使得在每个btl操作模式下，控制器控制第一和第二切换驱动器的占空比，使得第一和第二切换驱动器的相应驱动器输出节点处的第一和第二驱动信号的共模分量基本上不随着信号电平而变化。控制器可被配置为使得第一和第二驱动信号的共模分量在低信号模式下操作时与第一和第二驱动信号的共模分量在高信号模式下操作时基本相同，但是与
第一和第二驱动信号的共模分量在中间信号模式下操作时不同。
30.在一些示例中，控制器可被配置为在模式转换前后控制第一和第二切换驱动器的占空比，以使换能器两端的电压的共模分量在转换前后不同。
31.第一和第二切换驱动器中的每一个可包括可变增压级，其可选择性地操作来提供电压增压，以提供电压用作不同的驱动器模式中的至少一种驱动器模式下的切换电压。第一和第二切换驱动器中的每一个可包括用于接收第一和第二供电电压的第一和第二供电节点，并且第一和第二切换驱动器中的每一个的可变增压级可包括至少一个电容器和开关网络，所述开关网络用于将第一和第二供电节点与电容器和相应输出级连接。开关网络可在其中至少一个电容器连接在第一和第二供电节点之间以被充电到输入电压的一种开关状态下操作，并且可在其中至少一个电容器与第一和第二供电节点中的一个串联连接以提供增压电压作为切换电压中的一个的至少一种开关状态下操作。
32.在一些示例中，驱动器电路还可包括至少一个第一电感器，其连接到第一切换驱动器的驱动器输出节点以与换能器串联连接。
33.在另一方面，提供了一种用于基于输入信号驱动换能器的驱动器电路，所述驱动器电路包括：第一和第二切换驱动器，其被配置为以桥接式负载配置驱动换能器；其中第一和第二切换驱动器中的每一个包括用于以受控占空比将驱动器输出节点在两个切换电压之间可控地切换的输出级，并且其中第一和第二切换驱动器中的每一个可在其中切换电压在不同的驱动器模式下不同的多种不同的驱动器模式下操作。控制器可基于输入信号控制驱动器操作模式和第一和第二切换驱动器中的每一个的占空比，其中控制器被配置为将占空比在大于0％的占空比最小极限和小于100％的占空比最大极限内可控地改变，并且当达到占空比最小极限或占空比最大极限中的一个时在驱动器模式之间转换。控制器可被配置为使得在任何模式转换期间，第一和第二切换驱动器中仅有一个切换驱动器的驱动器模式被改变。
34.在另一方面，提供了一种用于基于输入驱动换能器的驱动器电路，所述驱动器电路包括：第一和第二切换驱动器，其用于在第一和第二输出节点处生成相应第一和第二驱动信号从而以桥接式负载配置驱动换能器，其中第一和第二切换驱动器中的每一个被配置为以受控占空比将相应第一或第二输出节点在两个切换电压之间可控地切换；并且其中第一和第二切换驱动器被配置为使得两个切换电压可控地可变，以提供不同的btl操作模式。驱动器电路可被配置为通过以下方式在模式之间转换：可控地改变第一和第二切换驱动器中的一个的切换电压，同时将该驱动器的占空比从占空比最大极限或占空比最小极限中的一个切换到最大极限或最小极限中的另一个；同时维持第一和第二切换驱动器中的另一个的切换电压，并且应用对应的占空比变化以维持差分电压。
35.在另一方面，提供了一种用于驱动换能器的驱动器设备，所述驱动器设备包括：第一切换驱动器，其具有用于驱动换能器的第一驱动器输出节点。第一切换驱动器包括用于将第一驱动器输出节点在高切换电压和低切换电压之间可选择地切换的第一输出桥级、用于基于输入信号控制第一输出桥级的切换占空比的第一调制器、和用于提供所述切换电压的第一电压控制器。第一切换驱动器可在多种驱动器操作模式下操作，其中第一电压控制器可操作以在每种驱动器模式下提供不同切换电压。该设备还包括用于基于输入信号控制驱动器操作模式和第一切换驱动器的占空比的控制器，其中控制器被配置为通过以下方式
在所述驱动器操作模式之间从当前模式转换到新模式：控制第一电压控制器来提供用于新模式的切换电压；并且控制第一调制器来改变第一输出桥级的占空比，其中控制占空比的变化以使切换纹波基本上没有不连续性。
36.在一些示例中，驱动器设备还可包括具有第二驱动器输出节点的第二切换驱动器，以用于使用第一切换驱动器以桥接式负载配置驱动换能器。第二切换驱动器可包括用于将第二驱动器输出节点在相应高切换电压和低切换电压之间可选择地切换的第二输出桥级和用于基于输入信号控制第二输出桥级的切换占空比的第二调制器。在第一切换驱动器从当前模式到新模式的操作模式转换中，控制器可被配置为在不改变第二输出桥级的切换电压的情况下操作第二切换驱动器，并且控制第二调制器来改变第二输出桥级的占空比，使得换能器两端的差分电压在切换循环的整个过程中在转换前后基本相同。基于第一切换驱动器从当前模式到新模式的这种转换，控制器可被配置为控制第一调制器来将第一输出桥级的占空比改变第一占空比量并将第二输出桥级的占空比改变第二占空比量，其中第一占空比量的幅值加上第二占空比量的幅值对应于100％的占空比。
37.控制器可被配置为以用于第一输出桥级的在预定的占空比最大极限和最小极限内的占空比在所选驱动器操作模式下操作第一切换驱动器。控制器可被配置为在达到相关占空比极限时从当前模式转换到新模式。当达到当前操作模式的相关占空比最大极限或最小极限时，控制器可被配置为转换到新的操作模式并控制第一调制器来在新的操作模式下分别以占空比最小极限或最大极限操作。在一些示例中，占空比最大极限可以是75％。在一些示例中，占空比最小极限可以是25％。
38.在一些实施方式中，控制器可被配置为控制第一和第二切换驱动器，使得来自第一驱动器输出节点的负载电流的斜坡方向在第一电压控制器将切换电压改变到对应于新模式的切换电压的时间点基本上没有变化。
39.第一和第二调制器中的每一个可基于输入信号将调制器输入与载波波形进行比较，以控制相应输出级的占空比。基于第一切换驱动器的操作模式的变化，控制器可被配置为将应用于调制器输入的模式校正量改变与新操作模式的切换电压相关的量。在一些示例中，基于第一切换驱动器从当前模式到新模式的转换中，控制器可被配置为将相移应用于载波波形。应用于载波波形的相移可以基于第二切换驱动器的占空比变化量。在一些情况下，载波波形可以是三角波形，其在循环周期的整个过程中从最小值增加到最大值并回到最小值。在这种情况下，控制器可被配置为使得应用于载波波形的相移是循环周期的与第二切换驱动器的占空比变化的一半相对应的比例。
40.在一些实施方式中，第二切换驱动器可包括第二电压控制器，其用于为第二输出桥级提供切换电压，并且第二切换驱动器还可以在多种驱动器操作模式下操作，其中第二电压在每种驱动器模式下提供不同的切换电压。控制器还可以基于输入信号控制第二切换驱动器的驱动器操作模式。控制器可被配置为通过以下方式在第二切换驱动器的驱动器操作模式之间从当前模式转换到新模式：控制第二电压控制器来提供用于新模式的切换电压；控制第二调制器来改变第二输出桥级的占空比；以及在不改变第一切换驱动器的切换电压的情况下操作第一切换驱动器，并且控制第一调制器来改变第一输出级的占空比，使得换能器两端的差分电压在切换循环的整个过程中在转换前后基本相同。
41.在一些实施方式中，第一切换驱动器可被配置为以单端配置驱动换能器的一侧，
其中换能器的相对侧连接到dc电压。在这种情况下，基于第一切换驱动器从当前模式到新模式的驱动器操作模式转换，控制器可被配置为可控地改变dc电压的值，使得负载两端的差分电压在切换循环的整个过程中在转换前后基本相同。
42.在一些实施方式中，驱动器设备还可包括至少一个第一电感器，其连接到第一驱动器输出节点以与换能器串联连接。
43.在一些示例中，换能器可以是以下中的至少一个：音频输出换能器；触觉输出换能器；压电换能器；和陶瓷换能器。
44.方面还涉及一种电子装置，所述电子装置包括本文所述的任何实施方案的驱动器设备。
45.在另一方面，提供了一种驱动器设备，所述驱动器设备包括第一切换输出级，其用于以受控占空比将第一驱动器输出节点在一组切换电压之间切换，其中驱动器设备可在至少第一和第二操作模式下操作。在第一操作模式下，该组切换电压包括第一电压和第二电压，而在第二操作模式下，该组切换电压包括第二电压和第三电压。驱动器设备还包括控制器，所述控制器用于基于输入信号控制驱动器设备的操作模式和第一切换输出级的占空比。控制器被配置为通过以下方式在第一和第二操作模式之间从当前模式转换到新模式：以第一占空比在当前模式下控制驱动器设备，可控地将该组切换电压改变为用于新操作模式的相关电压；并且可控地改变第一切换输出级的占空比，其中控制占空比的变化，使得切换纹波基本上没有不连续性。
46.在另一方面，提供了一种驱动器设备，所述驱动器设备用于基于输入信号使用差分驱动信号在第一和第二驱动器输出节点之间以桥接式负载配置驱动换能器。驱动器设备包括用于将第一驱动器输出节点在第一组切换电压之间切换的第一切换驱动器和用于将第二驱动器输出节点在第二组切换电压之间切换的第二切换驱动器。至少第一切换驱动器可在不同的驱动器模式下操作，其中第一组切换电压在不同的驱动器模式下是不同的。控制器被配置为通过比较载波信号与随输入信号变化的至少一个调制器输入信号来控制第一切换驱动器的占空比和第二切换驱动器的占空比。基于第一切换驱动器的驱动器模式的变化，控制器被配置为调整应用于至少一个调制器输入信号的偏移并且还将相移应用于载波波形。
47.在另一方面，提供了一种用于基于输入信号驱动换能器的驱动器电路，所述驱动器电路包括：第一和第二供电节点，其用于接收输入电压；第一和第二切换驱动器，其具有用于以桥接式负载配置驱动所述换能器的相应驱动器输出节点，第一和第二切换驱动器中的每一个包括相应输出级，所述相应输出级用于以受控占空比将相应驱动器输出节点在高切换电压和低切换电压之间可控地切换以提供相应的第一和第二驱动信号。第一和第二切换驱动器中的每一个可操作，使得高和低切换电压可在至少三种不同驱动器模式中可控地改变。在第一驱动器模式下，高切换电压处于第一电压电平v1，且低切换电压处于第二电压电平v2，并且第一和第二电压电平的相差量等于输入电压。在第二驱动器模式下，低切换电压处于第一电压电平v1，并且高切换电压比第一电压电平v1高的量等于输入电压。在第三驱动器模式下，高切换电压处于第二电压电平v2，并且低切换电压比第二电压电平v2低的量等于输入电压。控制器可基于输入信号控制驱动器模式和第一和第二切换驱动器中的每一个的占空比，其中控制器可在多种btl操作模式下操作，所述btl操作模式包括：低信号
btl模式，其用于在第一驱动器模式下操作第一和第二切换驱动器两者；中间信号btl模式，其用于在第一驱动器模式下操作第一和第二切换驱动器中的一个并且在第二或第三驱动器模式中的一种模式下操作第一和第二切换驱动器中的另一个；和高信号btl模式，其用于在第二驱动器模式下操作第一和第二切换驱动器中的一个并且在第三驱动器模式下操作第一和第二切换驱动器中的另一个。
48.实施方案还涉及包括换能器的本文所述的任何实施方案的驱动器电路。换能器可以是音频输出换能器和触觉输出换能器中的至少一者。换能器可以是压电或陶瓷换能器。
49.实施方案还涉及一种电子装置，所述电子装置包括本文所述的任何实施方案的驱动器电路。
50.应当注意，除非本文中明确表示相反或以其他方式明确不兼容，否则本文中描述的任何特征可以与任何一个或多个其他描述的特征结合实施。
51.为了更好地理解本公开的示例，并且为了更清楚地示出如何实施所述示例，现在将仅通过示例的方式参考以下附图，其中：
52.图1示出了用于驱动负载的单端驱动器电路的一个示例；
53.图2示出了用于以桥接式负载配置驱动负载的驱动器电路的一个示例；
54.图3示出了根据一个实施方案的切换驱动器的示例性输出波形；
55.图4示出了根据一个实施方案的驱动器电路的一个示例；
56.图5更详细地示出了附图的驱动器电路的一个示例；
57.图6示出了切换驱动器的mosfet实施方式的一个示例；
58.图7示出了适合在图6的切换驱动器中使用的nmos装置的一个示例；
59.图8示出了用于不同操作模式的合适的操作电压的一个示例；
60.图9示出了适合在图6的切换驱动器中使用的nmos装置和pmos装置的一个示例的示例；
61.图10示出了切换驱动器的实施方式的另一示例；
62.图11示出了适合在图10的切换驱动器中使用的nmos装置；
63.图12示出了呈桥接式负载配置的驱动器电路；
64.图13示出了用于负载的每一侧上的驱动器的示例性波形和产生的用于桥接式负载配置的差分电压；
65.图14示出了负载的每一侧上的切换驱动器的占空比如何根据图13示出的差分波形而改变；
66.图15示出了用于单端驱动器的模式转换的示例性波形；
67.图16示出了用于驱动桥接式负载的驱动器电路的波形的一个示例；
68.图17示出了跨模式转换的示例性波形；和
69.图18示出了一个示例，其示出了切换驱动器的占空比可以可控地改变以管理不连续性。
70.以下描述提出了根据本公开的示例性实施方案。对于本领域普通技术人员，进一步的示例性实施方案和实施方式将显而易见。此外，本领域普通技术人员将认识到，可以代替或结合下面讨论的实施方案来应用各种等效技术，并且所有这些等效技术应被视为包含在本公开中。
71.本公开的实施方案涉及用于驱动换能器的驱动器电路，尤其涉及适合于驱动诸如压电换能器等的无功负载的驱动器电路，但实施方案可以被实施用于驱动其他类型的换能器。本公开的实施方案还涉及驱动器电路的操作方法。
72.本公开的至少一些实施方案涉及用于在驱动器输出节点处生成驱动信号的切换驱动器。切换驱动器可在多种不同的驱动器操作模式下操作，其中在不同的驱动器操作模式中的每一者下，输出节点在两个切换电压之间切换，其中切换电压在不同的操作模式下是不同的。因此，在给定的驱动器操作模式下，操作切换驱动器来用受控占空比将驱动器输出节点在相关切换电压之间切换，从而提供具有由切换电压限定的电压范围内的平均电压(在整个循环周期中)的驱动信号。然而，在不同的驱动器操作模式下，切换电压是不同的，从而在该驱动器模式下提供用于驱动信号的不同电压范围。因此，用于切换驱动器的整个输出电压范围可以由不同的驱动器操作模式限定，并且每个单独驱动器操作模式可以仅提供整个输出电压范围的一部分，也就是说，在给定模式下，两个切换电压之间的电压范围仅形成整个输出电压范围的一部分或子集。
73.因此，切换驱动器以受控占空比在两个限定的切换电压之间切换，以在驱动器输出节点处提供带有期望平均输出电压的驱动信号。在使用中，平均输出电压能在限定的电压范围内在峰值高电压vh和峰值低电压vl之间变化。然而，本公开的实施方案的切换驱动器在两个切换电压(其形成vh和vl之间的完整输出范围的子集或仅一部分)之间切换，而不是将驱动器输出节点在输出范围的这些峰值高电压电平和峰值低电压电平之间切换(如对于参考图1和图2讨论的驱动器是传统的)。因此，在每种驱动器操作模式下，输出节点在两个切换电压之间切换，这两个切换电压的差异小于完整输出范围，但是，必要时，完整输出范围可通过改变驱动器操作模式来提供。
74.实际上，切换驱动器可以被考虑为以可变电压轨操作，其中电压轨可控地改变以在不同的操作模式下提供不同的操作范围，其中每个操作范围仅是驱动器的完整输出范围的一部分。
75.因此，可以使用具有低于峰到峰变化的电压差的切换电压来实现驱动器信号的给定峰到峰电压变化。在减少切换损失和减少辐射发射以及降低明显输出电感的要求方面，使用具有较低电压差的切换电压可能是有利的。
76.图3示出了该原理。图3示出了根据一个示例的切换驱动器的输出节点处的切换波形和在占空比期间产生的平均电压301，即从切换驱动器输出的驱动信号的期望电压。应该注意的是，图3示出了在一个驱动器输出节点处生成的驱动器信号的切换波形，即，将仅应用于负载的一侧。
77.在该示例中，驱动信号可在峰值低电压vl和峰值高电压vh之间的完整输出范围内变化。然而，在该示例中，切换驱动器可在不同的驱动器模式下操作。在一种操作模式下，切换驱动器的输出节点可在峰值高电压vh和第一中间电压v1之间切换。在另一操作模式下，输出节点可在第一中间电压v1和第二中间电压v2之间切换。在又一操作模式下，输出节点可在第二中间电压v2和峰值低电压vl之间切换。
78.为了生成具有峰值高电压vh和中间电压v1之间的范围中的电压的驱动信号，输出级可以在vh和v1之间切换的模式下操作。对于第一中间电压v1和第二中间电压之间的驱动电压，输出节点可在v1和v2之间切换，并且如果驱动信号的期望电压在v2和峰值低电压vl
之间，则切换驱动器可在将输出节点处的电压在v2和峰值低电压vl之间切换的模式下操作。在每种情况下，占空比被适当地控制以提供期望平均电压。
79.图3示出了vl和vh之间的完整驱动器输出范围由三种不同的驱动器操作模式提供。然而，在其他实施方案中，跨切换输出级的完整输出范围可存在不同数量的驱动器操作模式，例如在一些实施方案中，可以仅存在两种驱动器操作模式或可以存在多于三种驱动器操作模式。由切换电压限定的驱动器操作模式的电压范围可以被限定，使得驱动器操作模式的相应电压范围是连续且不重叠的，并且共同覆盖切换驱动器的整个完整输出范围。然而，在其他实施方案中，输出电压范围在不同的驱动器操作模式下具有一些重叠可能是有利的。在一些实施方案中，每种驱动器操作模式的电压范围的幅值，即两个相关切换电压之间的电压差：vl和v2、v2和v1、或v1和vh，可以彼此相同。
80.将理解，提到的切换驱动器在给定操作模式下的电压范围指的是该驱动器操作模式下驱动器输出节点处的驱动信号的电压(根据整个切换循环过程中的平均电压)。当然，应用于负载的实际电压取决于负载另一侧上的电压，例如，用于单端配置的限定dc电压或由用于btl配置的另一驱动器生成的在负载另一侧上的第二驱动信号的电压。因此，应用于负载的输出信号的输出信号范围可以不同于驱动器电压范围。例如，参考图3，如果负载另一侧上的限定dc电压vdc被设为v1和v2之间的中点电压，则经切换驱动器可在其中低输出信号电平的切换电压v1和v2高达(v1-v2)/2的幅值的模式下操作，并且可以换到用于更高正输出信号值(高达vh-vdc)的切换电压v1和vh并换到用于更大负输出信号值(低至vl-vdc)的切换电压vl和v2。
81.如本文所用，术语驱动器操作模式将因此仅参考负载的一侧上的驱动器的操作，并且提到的驱动器输出电压或输出电压范围或仅电压范围指的是驱动器输出节点处的驱动信号的电压。对于至少一些btl配置，负载的每一侧可以被视为由相应驱动器驱动，即，存在第一和第二驱动器用于驱动负载的两侧。在一些实施方式中，如将在下文更详细地讨论的，btl实施方式的两个驱动器可以在不同的模式下分别操作，在这种情况下，整个btl操作模式可以由单独驱动器的单独操作模式限定。
82.切换驱动器可被配置为接收高侧供电电压和低侧供电电压，例如正供电电压和接地，其限定输入电压，所述输入电压带有明显小于切换驱动器的完整峰到峰输出电压范围的幅值。在不同的驱动器操作模式下操作还意味着切换电压之间的电压差明显小于切换驱动器的完整输出范围，即使当操作以提供接近峰值高输出电压vh的驱动信号电压时也是如此。这样，切换驱动器的部件两端的最大电压应力能够被保持在小于(并且在一些实施方式中明显小于)切换驱动器的峰到峰输出电压范围的幅值。这可以有利地允许使用带有电压容差的部件，例如诸如fet的晶体管，所述电压容差可以明显小于驱动器电路的峰到峰输出范围。
83.切换驱动器可包括可变增压或电平移位电路，诸如电荷泵，以用于为所选驱动器模式下的操作提供一些适当的切换电压。可变增压电路可以选择性地正增压(即提高)高侧输入电压和/或负增压(即降低)低侧输入电压，以可控地改变用于操作模式的至少一个切换电压。
84.图4示出了带有可变增压切换驱动器401的驱动电路400的一个示例。在图4的示例中，切换驱动器401包括可变增压级402和切换输出桥级403。可变增压级402被配置为接收
高侧供电电压vsup和低侧输入供电电压(在本示例中是接地)，它们共同限定输入电压vin，即，作为高侧供电和低侧供电之间的电压差。切换输出桥级403从可变增压级接收高侧切换电压vsh和低侧切换电压vsl，并且以受控占空比将驱动器输出节点404在这两个切换电压之间切换，以提供期望的平均输出电压。在图4的示例中，用于切换驱动器401的高侧供电电压vsup从供电电压vps得到，所述供电电压vps可以例如是电池电压。在一些实施方式中，可以对供电电压vps进行调整和/或电平移位以提供用于切换驱动器的适当供电电压vsup，例如，可以存在初始增压级405，其可操作以对接收到的供电电压vps提供限定的增压。
85.可变增压级可操作以可控地改变供应给输出桥级403的切换电压vsh和vsl，从而提供不同的驱动器操作模式。在一个示例中，在一种操作模式下，到切换驱动器401的供电电压，即电压vsup和接地(0v)，可以用作切换电压vsh和vsl。在该操作模式下，切换驱动器401接收到的供电电压因此被用作切换电压，并且这种操作模式可以被视为未增压驱动器操作模式，因为切换驱动器没有应用电压增压。然而，如上所述，将理解，切换驱动器接收到的供电电压中的至少一个本身可能已经由上游部件增压。
86.在一个示例中，在另一驱动器操作模式下，供电电压vsup可以用作低侧切换电压vsl，其中可变增压级可操作以生成正增压的更高电压作为高侧切换电压vsh。在一个示例中，在另一驱动器操作模式下，低侧供电电压，即本示例中的接地，可以用作高侧切换电压vsh，其中可变增压级可操作以生成负增压的更低电压作为低侧切换电压vsl。
87.在一些应用中，负载104可能是无功负载，诸如压电换能器。图4还示出了负载路径中可以存在串联电感406，例如，负载104可以与电感器406串联连接。尤其是对于压电换能器，这种换能器的电容性质意味着包括与换能器串联的电感器通常可能是有利的。电感器406可以帮助抑制切换频率下的切换纹波，同时允许电流流过感兴趣的信号带，例如，在音频或超声频率下。
88.图5更详细地示出了图4的驱动器电路的一个示例，并且相似的部件用相同的标号指定。
89.图5示出了输出桥级403包括两个切换路径，以用于将驱动器输出节点404选择性地连接到第一节点n1或第二节点n2。每个切换路径包括相应的输出开关swo1和swo2。可变增压级402被配置为选择性地控制第一节点n1和第二节点n2处的电压以启用各种操作模式，并且因此第一节点n1和第二节点n2可以被称为第一切换电压节点和第二切换电压节点。
90.在使用中，可变增压级402包括电容器501和开关网络，所述开关网络可在多种不同的开关状态下操作以在切换电压节点n1和n2处提供不同的电压。切换路径网络被布置为使得电容器501能够被充电到期望电压，在这种情况下，所述期望电压是输入电压。开关网络还被布置为使得充电的电容器501能够在驱动器操作模式中的一种模式下选择性地为第一和第二切换电压节点中的一个提供电压增压。
91.在图5的示例中，电容器501连接在第一可变增压节点n1和第二可变增压节点n2之间，并且因此与输出桥级403并联。这种布置意味着切换电压之间的电压差对应于电容器501上的电压。
92.在图5的示例中，开关网络被布置为提供第一组切换路径sw1a、sw1b和sw1c和第二组切换路径sw2a、sw2b和sw2c。提供切换路径sw1a和sw1b以将节点n3分别选择性地连接到
高侧输入电压或低侧输入电压，即本示例中的vbst和接地。节点n3因此可以被视为可变供电节点或供电选择节点。切换路径sw1c将节点n3选择性地连接到第一可变增压节点n1。类似地，切换路径sw2a和sw2b将节点n4分别选择性地连接到高侧输入电压或低侧输入电压，并且切换路径sw1c将节点n4选择性地连接到第二可变增压节点n2，其中节点n4可以被视为第二可变供电节点或供电选择节点。这种布置意味着电容器501的第一电极能够选择性地连接到第一输入供电或第二输入供电。
93.类似地，电容器501的第二电极能够选择性地连接到第一输入供电或第二输入供电。
94.将理解，切换驱动器401可以被实施为集成电路(ic)，但在一些实施方案中，电容器501可以不是集成的部件并且可以是单独部件，所述单独部件在使用时连接到ic，即电容器501可以是片外的。因此，电容器501可以连接在第一和第二电容器节点(没有单独指定)之间，所述电容器节点可以连接到ic的用于连接到外部电容器的合适触点。
95.在使用中，驱动器电路可以选择性地在三种不同的驱动器操作模式下操作，其中切换电压节点n1和n2处的电压在每种模式下变化，并且因此用于输出级403的切换电压在每种模式下变化。
96.在第一操作模式下，切换电压可以是+vsup和接地。在第二操作模式下，切换电压可以是+2vsup和+vsup。在第三操作模式下，切换电压可以是接地和-vsup。通过在三种操作模式之间交换，切换驱动器电路400能够提供从-vsup到+2vsup的3vsup幅值的峰到峰电压范围。
97.为了提供第一操作模式，可变增压级的开关网络可在第一开关状态下操作，其中切换路径sw1a和sw1c可以闭合(其中切换路径sw1b断开)以将高侧供电电压vsup连接到第一切换电压节点n1，并且切换路径sw2b和sw2c可以闭合(其中切换路径sw2a断开)以将第二切换电压节点n2连接到低侧供电电压，即本示例中的接地。这导致切换电压节点n1和n2连接到相应的高侧供电电压和低侧供电电压。同时在该第一状态下，输出桥级403能够被控制以使得切换路径swo1和swo2以受控的占空比将驱动器输出节点404交替连接到第一和第二切换电压节点，以提供0v到+vsup范围中的期望平均输出电压。
98.在第一操作模式的该第一状态下，电容器501还连接在高侧供电电压和低侧供电电压之间并因此被充电到用于可变增压级的输入电压vin，即在本示例中充电到+vsup。
99.由于在第一模式的该第一状态下切换电压节点n1和n2连接到相应的高侧供电和低侧供电，因此负载电流能够从输入供电供应给可变增压级。
100.在一些实施方式中，可变增压级402的开关网络可以另外在替代开关状态下选择性地操作，以提供与第一模式相同的切换电压。切换路径sw2b和sw1c可以闭合(其中切换路径sw2a断开)以将第二切换电压节点n2接地，如在第一状态下，但在该替代开关状态下，切换路径sw1c可以断开。在这种情况下，切换电压节点n1与供电电压隔离(除了经由电容器501的路径)，但是(之前充电的)电容器501上的电压将维持第一切换电压节点n1处的电压基本等于vsup。在这种替代开关状态下，任何负载电流都能从电容器501供应(当输出路径swo1闭合时)。
101.将注意到，在该第一操作模式下，任何切换路径两端的最大电压差，并且因此开关网络的任何开关，基本等于输入电压vin的幅值，即高侧供电电压和低侧供电电压之间的电
压差。切换电压节点n1和n2处的电压分别为+vsup和接地，同时节点n3和n4处的电压分别为vsup和接地(至少在第一状态下——在替代状态下，节点n3处的电压可以是浮动的，或者该节点可能分别通过切换路径sw1a或sw1b选择性地连接到vsup或接地)。
102.为了提供第二操作模式，切换路径sw2a闭合(其中切换路径sw2b断开)以将节点n4连接到高侧供电电压vsup，并且切换路径sw2c闭合以将节点n4连接到第二切换电压节点n2。在该状态下，第二切换电压节点n2因此基本等于高侧供电电压+vsup。切换路径sw1c断开，并且充电到输入电压vin(在这种情况下等于+vsup)的电容器501的电压将第一切换电压节点n1处的电压正增压到+2vsup。这种驱动器模式因此可以被视为正增压操作模式。
103.在这种第二开关状态下，第一切换电压节点n1处的电压被增压到+2vsup(即，被电容器501上的电压vin增压到高于高侧供电电压vsup)，并且因此这个节点与供电电压断开连接。将注意到，如果开关sw1c不存在，则这种断开连接可以通过断开切换路径sw1a和sw1b两者来实现。然而，在该种情况下，节点n3处的电压将与第一切换电压节点n1处的电压相同，即等于+2vsup，并且因此开关sw1b两端的电压将等于+2vsup，即，这个开关将受到输入电压两倍的电压应力。对切换路径sw1c的包括降低了电压应力。切换路径sw1c断开以将第一切换电压节点n1与供电选择节点断开连接，但是切换路径sw1a可以闭合(其中切换路径sw1b断开)以将节点n3连接到高侧供电电压vsup。这将断开的切换路径sw1c的开关两端的电压差限制到等于输入电压vin(在这种情况下等于vsup)的电压量级。因此，任何切换路径两端的最大电压差再次基本等于输入电压的幅值。
104.在可变增压级处于该第二开关状态的同时，输出桥级403能够被控制以使切换路径的输出开关swo1和swo2以受控的占空比将驱动器输出节点404交替连接到第一和第二切换电压节点，以提供+vsup到+2vsup范围内的期望平均输出电压。
105.当在该第二驱动器模式下操作时，负载电流将从电容器501中提取。然而，如果电容器501的电容相对较大并且用于输出级的负载为无功负载，则电容器501能够仅用一个电荷泵送循环提供所需的电荷。特别地，当输出桥级403驱动输出路径中的电感器406时，这能够实现负载与用于电荷恢复的电容器501之间的电荷的无损移动。
106.将理解，为了基于输入信号(诸如音频信号)使用驱动信号驱动换能器，切换驱动器所需的驱动电压将随着输入信号而变化。当输入信号接近其峰值时，诸如在第二驱动器操作模式下启用的高输出电压可以仅需要用于相对大幅度的驱动信号和仅用于输入信号循环的一部分。因此，在正常操作中，可以期望第二驱动器模式仅用于输入信号的信号循环的部分，并且用于要在第二驱动器操作模式下操作的切换驱动器电路，例如在+vsup到+2vsup的范围中，从切换驱动器输出的驱动信号已经通过第一模式的电压范围，例如0v到+vsup。因此，在第二驱动器模式下操作之前，已经存在在第一驱动器模式下的一段时间的操作，并且因此电容器501已经在第一驱动器模式的这种操作期间被充电。
107.因此，可以基于要被驱动的无功负载选择电容器501的大小，使得电容器的单次充电在输入信号的信号循环过程中提供用于驱动无功负载的足够充电。
108.将注意到，在第二开关状态下，第二切换电压节点连接到不同于第二供电电压(例如，接地)的电压，并且在图5的示例中，所述电压是第一供电电压vsup。然而，在一些实施方案中，可以得到不同的限定电压，例如0.5vsup，并在该第二级将其供应给第二切换电压节点，在这种情况下，电容器会将第一切换电压节点处的电压增压到1.5vsup。
109.为了提供第三操作模式，可变增压级的开关网络可在第三开关状态下操作，其中切换路径sw1b和sw1c闭合(其中切换路径sw1a断开)以将第一切换电压节点连接到低侧供电电压，即接地。第一切换电压节点n1因此基本等于低侧供电电压，即本示例中的接地。切换路径sw2c断开，并且充电到输入电压(即，这种情况下的vsup)的电容器502的电压将第二切换电压节点n2处的电压负增压或降低到-vsup。为了控制切换路径sw2c两端的电压应力，切换路径sw2b可以闭合以使节点n4处的电压等于接地。
110.在可变增压级的开关网络处于该第三开关状态的同时，输出桥级403能够被控制，使得输出开关swo1和swo2以受控占空比将驱动器输出节点404交替连接到第一和第二切换电压节点，以提供-vsup到0v范围内的期望平均输出电压。
111.因此，将理解，可变增压级402可操作以可控地改变切换电压节点n1和n2处的电压，从而为不同驱动器操作模式下的输出级403提供不同的切换电压。第二和第三操作模式下的切换电压中的一个由电容器501的电压选择性地增压，电容器501在第一模式下的操作期间由输入电压充电，所述输入电压即高侧供电电压和低侧供电电压(在本示例中是vsup和接地)之间的电压。因此，每种操作模式涉及彼此之间相差等于用于可变增压级的输入电压vin的幅值的切换电压，即，高侧供电电压和低侧供电电压之间的差。在图5的实施方案中，电容器被充电到输入电压，并且由于电容器与输出级501并联连接，因此给定操作模式下的切换电压相差等于输入电压的量。在图5的实施方案中，一个电容器可用于根据需要选择性地提供正增压或负增压两者。
112.也将清楚的是，任何单独切换路径两端的最大电压应力可以被限制为基本等于输入电压。通常，每个切换路径可以使用作为开关的晶体管(例如mosfet)实施，并且这意味着晶体管的漏极-源极电压容差仅需要足以承受等于供应给可变增压级的输入电压的幅值的电压。请注意，为了晶体管的正确操作，在掺杂阱中实施至少一些晶体管可能是有益的，所述掺杂阱基于切换电压使用电压驱动，如将在下文更详细地讨论的。
113.切换驱动器401的输入电压因此可以限定可变增压级的开关网络的开关所需的电压容差，并且还限定不同的操作模式的电压范围并因此限定切换驱动器的整个电压范围。
114.如上所述，在一些示例中，为了为可变增压级402提供适当的输入电压，驱动器电路400可包括第一增压级405，其用于接收供电电压vps并对供电电压进行增压，从而为切换驱动器401提供至少一个电压供电。在该示例中，第一增压级接收供电电压vps并对供电电压vps进行增压以提供供电电压vsup。如果存在，第一增压级可以是带有电压增压的任何合适的dc-dc转换器，并且图5示出了第一增压级可包括带有电感器的增压转换器502、控制开关sw3a和sw3b以及储存电容器503，它们经耦合以维持输出电压vbst。
115.在一些示例中，供电电压vps可以是电池电压，并且因此可以为大约几伏特，比如4.2v或约4.2v的电压。在一些示例中，这个供电电压可以被增压到比如20v等的供电电压vsup以将高侧供电提供给切换驱动器401。在一些示例中，低侧电压可以是接地，因此切换驱动器的输入电压可以是20v。对于图5中所示的示例，切换驱动器可以因此可操作来通过以下方式生成具有60v电压范围(从-20v的电压至+40v的电压)的驱动信号：选择性地在三种不同的操作模式(即-20v至0v模式、0v至+20v模式和+20v至40v模式)中的一种模式下操作。
116.使用第一电压限定增压级生成预定电平的第一增压电压，然后其可以由可变增压
级选择性地增压，这代表了本公开的一个特别的方面。因此，一般来说，至少一些实施方案涉及驱动器电路，所述驱动器电路包括用于以受控占空比在两个切换电压之间驱动输出节点404的切换输出级403，其中这两个切换电压选择性地可变。可变增压级402可具有第一和第二输入节点，所述第一和第二输入节点被配置为分别接收第一高侧电压和第一低侧电压并在第一和第二可变增压节点处提供切换电压。可变增压级可操作以对第一高侧电压和第一低侧电压中的至少一个进行选择性增压，从而可控地改变不同操作模式下的切换电压。驱动器包括用于第一限定增压级的第一限定增压级405，其被配置为接收供电电压并将所述供电电压增压到限定电压电平，以提供所述第一高侧电压和第一低侧电压中的一个。可变增压级可以是经切换电容器可变增压级，例如电荷泵，其能够允许从负载进行电荷恢复。
117.如上所述，可变增压级402的开关网络的开关中的每一个以及输出桥级403的输出开关可以通过合适的晶体管(例如合适的mosfet)实施。图6示出了例如关于图5描述的切换驱动器的示例，其中切换路径的开关中的每一个通过fet实施。
118.在一个实施方式中，图6所示的fet中的每一个可以是nmos fet装置。本领域技术人员将理解，nmos装置中的至少一部分可以形成在深n阱中。图7示意性地示出了形成在衬底702上的两个nmos装置701-1和701-2的示例。每个nmos装置包括形成在体区域705中的源极区域703和漏极区域704，以及用于控制沟道导通的栅极电极706。体区域705设置在深n阱707内。隔离区域708将n阱与邻近装置隔离。
119.在使用中，衬底702和隔离区域708通常将保持在接地，并且体705通常被耦合以被驱动到与源极703相同的电压。深n阱707可以用根据输出上的信号范围变化的电压驱动，以避免p阱到深n阱击穿或深n阱到衬底或p阱的不想要的正向偏置。通过以这种方式驱动电压，晶体管装置可以免受高压。
120.图8示出了一个表格，所述表格示出了当在不同的模式下操作时图6的切换驱动器401的nmos开关的n阱可以如何被驱动的一个示例。图8所示的表格列出了用于每种操作模式的切换驱动器的开关，并且指示了每种情况下每个开关的状态，即，开、关或以受控占空比操作(用dc表示)，以及相应源极/体电压和漏极电压以及相应n阱可以被驱动到的电压。
121.在另一实施方式中，图6所示的fet可以是nmos装置和pmos装置的混合。例如，切换路径sw1a、sw1c、swo1和sw2a的开关可以被实施为pmos装置，而切换路径sw1b、swo2、sw2b和sw2c的开关可以被实施为nmos装置。如上文所讨论的，nmos装置可以形成在深n阱中。图9示意性地示出了形成在衬底902上的nmos装置701和pmos装置901的示例。nmos装置701可具有与关于图7讨论的nmos装置相同的结构。pmos装置还包括体区域905中的源极区域903和漏极区域904以及栅极906，但是对于pmos装置，由于体区域是n型的，所以无需任何n阱。
122.在使用中，切换驱动器401可以在与如上所述相同的三种模式下操作，并且在操作中，nmos装置的n阱可以以与图8所示相同的方式驱动，其中pmos装置的体连接到与源极相同的电压。
123.图10示出了根据一个实施方案的切换驱动器电路401的另一示例。图10的实施方案包括输出桥级403，其中第一和第二输出开关swo1和swo2以关于图5所述的类似方式连接在第一和第二切换电压节点n1和n2之间。切换驱动器电路401还包括用于控制切换电压节点n1和n2处的电压的可变增压级402，所述可变增压级包括与输出桥级403并联连接在第一和第二切换电压节点n1和n2之间的第一电容器1001以及开关网络，但在该示例中，可变增
压级还包括第二电容器1002。
124.开关网络包括切换路径sw3a、sw3b和sw3c，它们与第二电容器1002一起有效地提供第一可变增压子级。第二电容器1002耦合在第一子级的可变增压节点n1-1和n2-1之间，并且切换路径sw3a和sw3b将可变增压节点n1-1和n2-1分别选择性地连接到高侧供电电压和低侧供电电压，在本示例中是vsup和接地。在使用中，在切换路径sw3a和sw3b闭合(并且切换路径sw3c断开)的情况下，第一子级的可变增压节点n1-1和n2-1基本等于相应的高侧供电电压和低侧供电电压，并且第二电容器1002被充电到等于输入电压的电压。切换路径sw3c将高侧供电电压选择性地连接到第二可变增压节点n2-1。在切换路径sw3c闭合(并且切换路径sw3a和sw3b断开)的情况下，第一级的可变增压节点n2-1被驱动到基本等于高侧供电电压，即本示例中的+vsup，并且可变增压节点n1-1处的电压被电容器电压正增压，即增压到本示例中的+2vsup。
125.切换路径sw4a、sw4b和sw4c与第一电容器1001一起有效地提供第二可变增压子级，其与第一子级具有相同的大类结构并且可以大体上以相同的方式操作。第二可变增压子级接收第一增压子级的可变增压节点n1-1和n2-1处的节点处的电压，作为相应的高侧电压和低侧电压。第二可变增压子级因此可操作以将从第一增压子级接收到的这些电压作为切换电压提供给切换电压节点n1和n2，或将来自节点n1-1的电压提供给第二切换电压节点n2，其中电容器1001为第一切换电压节点n1处的电压提供进一步正增压。
126.图10的切换驱动器因此可在三种不同的操作模式下操作，即第一(无增压)模式、第二(单)增压模式和第三(双)增压模式。对于图10的示例，其中高侧电压输入和低侧电压输入分别是+vsup和接地，这意味着第一模式将具有切换电压0v和+vsup，第二模式将具有切换电压+vsup和+2vsup，并且第三模式将具有切换电压+2vsup和+3vsup。
127.在第一操作模式下，切换路径sw3a、sw3b、sw4a和sw4b可以全部闭合，以对第一电容器和第二电容器两者充电。这意味着输入供电连接到切换电压节点，并且任何负载电流可以从输入供电供应。在替代操作状态下，开关sw3a和sw3b可以断开，从而电容器1001和1002提供负载电流。
128.在第二模式的操作中，增压可以由第一增压子级提供，即，切换路径sw3c闭合(并且sw3a和sw3b断开)，并且第二增压子级可以被操作以在没有任何增压的情况下通过电压，即，切换路径sw4a和sw4b闭合(并且sw4c断开)。替代地，第一增压子级可以被有效地绕过，其中切换路径sw3a闭合(并且sw3c和sw3b断开)，并且增压由第二增压子级提供，其中切换路径sw4c闭合(并且sw4a和sw4b断开)。
129.图10所示的切换驱动器401因此也可在三种不同的驱动器操作模式下操作，其中切换驱动器在每种模式下的输出范围等于切换驱动器401的输入电压，并且驱动器的完整输出范围因此等于输入电压的三倍。任何切换路径两端的最大电压应力被限制到输入电压的量级，并且因此，对于等于20v的输入电压，20v的漏极-源极电压容差对于切换路径的晶体管将是足够的。
130.然而，与图5的示例中的最大电压+2vsup相比，在该示例中，图10的切换驱动器的峰值高切换电压等于+3vsup。在一些应用中，这可以要求晶体管装置具有足够大的漏极-衬底击穿电压。
131.图10所示的切换驱动器可以由用于每个切换路径的nfet装置实施。图11示意性地
示出了合适的nfet装置1101-1和1101-2的一个示例。所述装置形成在衬底1102上并且包括源极区域1103和漏极区域1104、体区域1105和栅极1106。然而，在该示例中，源极区域1103形成在n阱1107内的体区域1105内，但是漏极区域1104形成在n阱中。
132.隔离区域1108可以将装置彼此隔离，并且在使用中，隔离区域1108和衬底1102可以接地。在使用中，n阱1107可以被驱动到与漏极电压相同的电压。
133.图10示出了一个示例，其中存在两个用于提供选择性正增压的增压子级，但是将理解，其他布置是可能的，例如，可以存在更多的选择性增压子级来允许更大的输出电压范围，并且多个增压子级中的至少一些可以提供负增压。
134.因此，一般来说，实施方案提供用于生成驱动信号来驱动负载的切换驱动器，其中切换驱动器可在多种不同的模式下操作，其中每种模式涉及在不同的切换电压之间切换，使得驱动器的输出范围在不同的模式下变化，并且其中每种模式的输出范围仅对应于驱动器的完整输出范围的子集。
135.在一些示例中，切换驱动器可以被布置成以单端配置驱动换能器负载。再参考图4，切换驱动器401可以因此被布置成在驱动器输出节点404处提供用于驱动负载104的第一驱动信号，其中负载的另一侧保持在dc电压。例如，dc电压可以是处于切换驱动器的完整操作范围的中点处的电压。例如，对于关于图5讨论的示例，其中切换驱动器可在第二模式下的+2vsup的峰值高侧电压和第三模式下的-vbst的峰值低侧电压之间操作，中点电压为+vsup/2。在一些示例中，负载的另一侧处的dc电压的电平可以在使用中变化，如将在下文更详细地描述的。
136.然而，在一些实施方式中，驱动器电路可包括被布置成以btl配置驱动负载的两个切换驱动器。图12示出了根据一个实施方案的带有用于驱动btl布置的负载的相应第一和第二切换驱动器401-1和401-2的驱动器电路1200。切换驱动器401-1和401-2中的每一个可以是根据本文所述的任何实施方案的切换驱动器。在图12的示例中，两个切换驱动器401-1和401-2设有彼此相同的高侧电压输入和低侧电压输入，在本示例中为vbst和接地。
137.图12示出了每个切换驱动器402-1和402-2的切换可以由控制器1201控制。控制器1201接收输入信号sin并且基于输入信号sin确定用于切换驱动器401-1和401-2中的每一个的适当的驱动器操作模式并生成切换控制信号，所述切换控制信号用于控制开关网络的相关开关以设定适当的开关状态来选择操作模式。控制器还生成相关切换控制信号，以使切换驱动器401-1和401-2中的每一个的输出级的输出开关以适当的占空比在相关切换电压之间交替，从而在每个驱动器输出节点处提供期望电压并因此提供负载两端的期望差分电压。
138.控制器1201因此控制切换驱动器401-1和401-2中的每一个的驱动器操作模式以提供负载两端的期望输出电压。控制器1202控制驱动器401-1和401-2的单独驱动器模式以提供驱动器电路的适当整体btl操作模式，从而提供负载两端的期望输出信号。
139.例如，考虑以下示例，其中切换驱动器401-1和401-2中的每一个是关于图5讨论的切换驱动器并因此可在以下模式下操作：第一驱动器模式，其具有0v至+vsup范围中的驱动器输出电压；第二驱动器模式，其具有+vsup至+2vsup范围中的驱动器输出电压；或第三驱动器模式，其具有-vsup至0v范围中的驱动器输出电压。第一模式可被视为提供中间范围驱动电压，而第二模式和第三模式分别提供高范围(比中间范围更加正)和低范围(比中间范
围更加负)驱动器电压。对于图5的经切换驱动器的示例，第一模式可以被视为驱动器的未增压操作模式，因为切换驱动器接收到的电压供电被用作切换电压。第二模式可以被视为正增压模式，并且第三模式可以被视为负增压模式。
140.为了生成负载两端的具有0v至+vsup范围中的幅值的差分电压，驱动器401-1和401-2中的每一个可在第一驱动器模式下操作，即具有0v至+vsup之间的驱动器电压范围。实际上，第一切换驱动器401-1生成0v至+vsup范围中的第一驱动信号，并且第二切换驱动器401-2生成0v至+vsup范围中的第二驱动信号。
141.假设负载两端的正电压对应于第一切换驱动器401-1的输出节点处的电压，所述电压比第二切换驱动器401-2的输出节点处的电压更加正，则为了提供正电压，第一切换驱动器401-1的占空比(根据在高侧切换电压处花费的时间的比例)应大于第二切换驱动器401-2的占空比。负载上的差分驱动信号可以因此在+vsup(其中第一驱动信号的电压为+vsup，并且第二驱动信号的电压为0v)与-vsup(其中第一驱动信号的电压为+vsup，并且第二驱动信号的电压为0v)之间变化。
142.在一些应用中，控制器可以控制两个切换驱动器401-1和401-2，使得驱动器同步反相切换，即，使得切换驱动器同时在切换电压之间切换，以使第一驱动器401-1的输出节点连接到其相应高侧切换电压，同时第二驱动器401-2的输出节点连接到其相应低侧切换电压，反之亦然。然而，在一些实施方式中，至少在一些使用情况下，切换驱动器的两个输出级的切换异步可能是有益的，即，使得切换驱动器401-1和401-2可在不同的时间在它们的相应切换电压之间切换，从而对于占空比的至少一部分，两个切换驱动器可以同时连接到它们的相应高侧或低侧切换电压。
143.为了提供负载两端的更大幅值的差分电压，负载的相对侧上的切换驱动器可在彼此不同的驱动器模式下操作。例如，负载两端的具有vsup至3vsup范围中的幅值的差分电压可以通过以下方式实现：在第二驱动器模式下操作负载的一侧上的切换驱动器，以提供+vsup至+2vsup范围中的驱动器电压，同时在第三驱动器模式下操作负载的另一侧上的切换驱动器，以提供0v至-vsup范围中的驱动器电压。
144.例如，负载两端的正差分电压可以从+vsup(其中来自驱动器401-1的第一驱动器信号的电压为等于+vsup的电压，并且来自驱动器401-2的第二驱动器信号的电压为0v)到+3vsup(其中来自驱动器401-1的第一驱动器信号的电压为等于+2vsup的电压，并且来自驱动器401-2的第二驱动器信号的电压等于-vsup)变化。
145.对于负载两端的相对较低幅值的差分电压，即-vsup至+vsup范围中的差分信号，控制器1201可以控制切换驱动器401-1和401-2各自在第一驱动器模式下操作(即每个都生成中间范围电压)。这可以被视为驱动器电路的第一低信号电平btl操作模式。对于负载两端的更高幅值的差分电压，即大于vsup的幅值(高达3vsup的最大幅值)，控制器1201可以控制驱动器401-1和401-2中的一个在第二操作模式下操作(以提供更加正的驱动电压)以及控制另一个在第三操作模式(带有更加负的驱动电压)下操作。以这种方式操作(其中一个驱动器在第二模式下操作并且一个驱动器在第三模式下操作)可以被视为驱动器电路的高信号电平btl模式。驱动器401-1和401-2中的哪一个在第二模式下操作、哪一个在第三模式下操作将取决于负载上要求正差分电压还是负差分电压而被控制。
146.在一些实施方式中，控制器1201可以被实施为仅在这些btl操作模式之间变换，
即，在低信号btl模式下针对低于vsup的差分信号幅值操作，然后当差分信号幅值增大时视情况变换到相关正或负高信号btl模式。
147.然而，在一些实施方式中，一个切换驱动器在第一驱动器操作模式下操作(以提供中间范围驱动电压)同时另一个切换驱动器在第二或第三操作模式中的一种操作模式下操作也可能是有益的。
148.例如，第一切换驱动器401-1可以在第二驱动器模式下操作以在+vsup至+2vsup范围中的电压之间切换，同时切换驱动器401-2在第一模式下操作以在0v和+vsup之间切换。因此，第一切换驱动器401-1生成具有+vsup至+2vsup范围中的电压的第一驱动信号，同时第二切换驱动器生成0v至+vsup范围中的第二驱动信号。这可以允许0v(其中来自驱动器401-1的第一驱动电压为+vsup，并且来自驱动器401-2的第二驱动电压为+vsup)至+2vsup(其中来自驱动器401-1的第一驱动电压为+2vsup，并且来自驱动器401-2的第二驱动电压为0v)范围中的差分电压。
149.替代地，第一切换驱动器401-1可以在第一驱动器模式下操作并且在0v和+vsup之间切换，同时第二切换驱动器401-2在第三模式下操作以在-vsup和0v之间切换。因此，第一切换驱动器401-1生成具有0v至+vsup范围中的电压的第一驱动信号，同时第二切换驱动器401-2生成具有-vsup和0v范围中的电压的第二驱动信号，以在负载上应用在+vbst至+2vbst的范围中的差分信号。再次，这可以允许0v(其中来自驱动器401-1的第一驱动电压为0v，并且来自驱动器401-2的第二驱动电压为0v)至+2vsup(其中来自驱动器401-1的第一驱动电压为+vsup，并且来自驱动器401-2的第二驱动电压为-vsup)范围中的差分电压。
150.以一个驱动器在第一驱动器模式下操作(以提供中间范围电压)同时另一个切换驱动器在第二或第三驱动器模式中的一种模式下操作的方式来操作切换驱动器401-1和401-2可以因此被视为中间信号btl操作模式。
151.下表1总结了负载两端的不同范围的差分输出电压vdiff可以如何由第一和第二切换驱动器401-1和401-2的输出处的电压vx生成的一个示例，其中高侧电压输入，即vsup，为20v，并且低侧电压输入为接地。
[0152][0153]
通过交换第一切换驱动器401-1和第二切换驱动器401-2的相关驱动器操作模式，能够以相似的方式实现负载两端的相反极性的差分电压。
[0154]
因此，将清楚，在该示例中，差分驱动信号可以被应用于负载上，所述差分驱动信号可以在+3vsup至-3vsup范围中变化，即幅值等于切换驱动器401-1和401-2的输入电压的六倍的峰到峰差分电压范围。如上文所讨论的，切换驱动器401-1和401-2可以被实施为使得切换路径上的最大电压应力等于输入电压，即vsup，并且因此切换驱动器可以仅需要驱动器电路1200的峰到峰差分输出的大约1/6的电压容差。因此，驱动器电路1200可以利用具有比峰到峰差分输出电压更小(例如，驱动器电路的峰到峰差分输出电压的击穿电压的大约1/6)的击穿电压的晶体管，例如mos晶体管。
[0155]
然而，表1仅示出了一个示例，并且控制器可以根据不同的差分输出范围控制相应的驱动器操作模式。控制器可以在给定的差分或btl操作模式下操作第一和第二切换驱动器，其中每个差分或btl操作模式涉及第一和第二切换驱动器的单独驱动器模式的不同组合。
[0156]
因此以btl配置使用两个切换驱动器驱动负载(其中负载的两侧上的切换电压可以单独变化)的驱动器电路代表了本公开的另一方面。因此，一般来说，至少一些实施方案涉及一种用于基于输入信号驱动换能器的驱动器电路，所述驱动器电路包括：第一和第二切换驱动器，其被配置为以桥接式负载配置驱动换能器；其中第一和第二切换驱动器中的每一个包括输出级，所述输出级用于以受控占空比将驱动器输出节点在第一和第二切换电压之间可控地切换。第一和第二切换驱动器中的每一个可在多种驱动器模式下操作，其中第一和第二切换电压在每个所述模式下是不同的。控制器控制驱动器操作模式和第一和第二切换驱动器中的每一个的占空比，使得第一和第二切换驱动器可在彼此不同的驱动器模式下以不同切换电压操作。
[0157]
控制器1201可以因此控制切换驱动器401-1和401-2中的每一个的驱动器操作模式和相应的占空比，从而基于输入信号sin提供期望的差分驱动电压，并且可以在输入信号改变时改变切换驱动器的驱动器操作模式。
[0158]
因此，例如，考虑上文表1所示的操作，并且考虑基于输入信号，所需差分输出电压为0v。控制器1201可以在第一驱动器模式(0至20v)下操作两个切换驱动器，即在低信号电平btl模式下操作，并且可以以相等的占空比控制切换驱动器。如果输入信号的值然后随着时间而增大，则控制器可以提高第一切换驱动器的占空比/减小第二切换驱动器的占空比以提供提高的差分输出电压。如果驱动信号所需的电压继续增大，特别是增大到大于20v的电压，则控制器可以以适当的占空比将第一切换驱动器的操作模式变换到第二驱动器操作模式(20至40v)。
[0159]
理论上，在第一驱动器模式的操作期间，第一切换驱动器401-1的占空比可以提高到100％，同时第二切换驱动器401-1的占空比减小到0％，以提供20v的差分输出电压。然而，实际上，对时钟速度和晶体管的响应速度的限制意味着100％和0％的占空比可能是不可实际实现的。因此，在一些实施方式中，在低信号电平btl模式下生成20v的差分输出电压而第一和第二切换驱动器401-1和401-2都在具有0v至20v切换电压的第一驱动器模式下操作可能是不实际的。
[0160]
然而，通过在中间信号电平btl模式下进行操作(其中一个切换驱动器在第一驱动器模式下操作并且另一个切换驱动器在第二或第三驱动器模式中的一种模式下操作)，可以实现20v的差分电压。因此，第一切换驱动器可在第二驱动器模式(在该示例中，具有切换
电压20v和40v)下操作以生成具有大于20v(例如22v)的电压的第一驱动信号，同时第二切换驱动器401-2在第一模式(具有切换电压0v和20v)下操作以提供大于0v(例如2v)的电压，使得第一和第二驱动信号之间的差分电压对应于所需差分输出。这允许在使用有效占空比操作两个切换驱动器的同时生成期望输出信号。
[0161]
在一些情况下，在一些实施方式中，切换驱动器的占空比可在某些极限内有效变化，例如在占空比下限和上限或占空比最小和最大极限之间变化，比如在5％和95％之间或10％和90％之间变化，但在其他实施方式中可使用不同极限(可以是、但不一定关于50％对称)。在使用中，控制器1201可以在给定操作模式下操作切换驱动器401-1和401-2中的每一个并且利用输入信号在这些极限之间可控地改变占空比，但是一旦达到了至少一个切换驱动器的相关极限，控制器1201就可以在占空比极限处变换切换驱动器中的一个的驱动器操作模式，并基于新的操作模式可控地改变两个驱动器的占空比，以提供等效差分电压。然而，这可以改变在不同的btl操作模式下应用于负载的第一和第二驱动信号的共模电压。
[0162]
下表2示出了可以如何实现各个不同的差分电压的一个示例，对于所述示例，其中切换驱动器可在具有切换电压0v和20v的第一驱动器模式下、具有切换电压20v和40v的第二驱动器模式下和具有切换电压0v和-20v的第三驱动器模式下操作。表2示出了差分输出电压vdiff，以及，对于第一和第二切换驱动器401-1和401-2中的每一个，相应的驱动电压vx(即在占空比内驱动器输出处的平均电压)、切换电压sw和占空比dc(根据高侧切换电压处花费的时间的比例)。表2还示出了产生的第一和第二驱动器信号的共模电压vcm。请注意，提到的共模电压或共模电压分量指的是驱动信号的平均共模电压分量，即在完整切换循环内确定的。将理解，在所述循环期间，取决于负载的任一侧上的切换电压之间的切换时序，可能存在一些共模纹波。
[0163][0164]
在图2的示例中，每个切换驱动器的占空比可以可控地改变，其中占空比最小极限和占空比最大极限为10％和90％。可以看出，在该示例中，通过在低信号电平btl模式下操作，即两个切换驱动器都在第一驱动器模式下操作，其中有效占空比处于10％至90％的范围中，可以生成高达16v的差分电压。在该示例中，切换驱动器在低信号电平btl模式下的占
空比被控制为关于50％的占空比相等和相反变化，并且因此共模电压等于10v。
[0165]
在16v的差分输出处，第一切换驱动器401-1的占空比处于90％的占空比最大极限并且不能被进一步增大，同样地，第二切换驱动器401-2处于10％的占空比最小极限。当达到占空比极限时，控制器将第一切换驱动器转换到在具有切换电压20v和40v的第二驱动器模式下操作，并将第一切换驱动器的占空比设定为占空比最小极限。在最小有效占空比处，在该示例中是10％，第一驱动器信号的电压因此为22v。为了提供16v的正确差分电压，第二切换驱动器的操作维持在第一驱动器模式，但是占空比改变以为第二驱动信号提供6v的电压，在该示例中，其涉及以30％的占空比操作。因此，通过转换负载的一侧上的驱动器操作模式(同时维持负载的另一侧上的驱动器模式)，控制器有效地从低信号电平btl操作模式转换到中间信号电平btl操作模式，并且在转换时维持负载两端的相同差分电压。然而，这确实导致第一和第二驱动信号的共模分量增加到14v。
[0166]
如果所需差分输出vdiff进一步增大，则第一切换驱动器401-1的占空比可以增大，第二切换驱动器401-2的占空比相应减小，即，当在中间信号电平btl模式下操作时，占空比可以相等和相反地改变，这将共模电压维持在基本恒定的值(该示例中为14v)。占空比可以变化，直到第二切换驱动器401-2的占空比达到10％的最小极限，在该示例中，这发生在差分输出电压为24v的时候。
[0167]
此时，第二切换驱动器401-2的操作模式可以被改变到具有切换电压-20v和0v的第三驱动器模式，并且第二切换驱动器的占空比设定为占空比最大极限，在该示例中为90％，这提供来自第二驱动器的为-2v的驱动电压vx。为了提供24v的期望差分电压，第一切换驱动器401-1可以继续在第二模式下操作，并且控制占空比来为第一驱动信号提供22v的电压，在这种情况下，这对应于10％的最小占空比。因此，控制器1201有效地转换到高信号电平btl操作模式。这提供了期望差分输出，并且还将共模电压返回到10v。
[0168]
然后差分输出电压vout的进一步增大可以通过以下方式来实施：继续在高信号电平btl模式下操作，其中第一切换驱动器401-1在第二驱动器模式下并且第二切换驱动器401-2在第三驱动器模式下，并提高第一切换驱动器的占空比，同时减小第二切换驱动器的占空比。将相等和相反的变化应用于占空比会将共模电压维持在10v。
[0169]
应当理解，10％和90％的占空比极限仅仅是一个示例，也可以实施其他极限。
[0170]
以这种方式操作(具有共模电压的改变或跳跃，其可以被称为以碰撞共模操作)因此允许以有效占空比实现大约20v的电压(在该示例中)。
[0171]
图13示出了一些示例性电压波形来示出该原理。在顶部的第二和第三波形中，图13示出了驱动信号在相应驱动器输出节点处的电压vx1和vx2(根据整个占空比过程中的平均电压)。在顶部波形中，图13还示出了负载两端的所得差分电压vdiff。下面两个波形示出了针对在顶部曲线中示出的部分波形的相应驱动器输出节点处的切换波形，并且示出了切换电压和占空比可以如何在模式转换中改变。
[0172]
在该示例中，切换驱动器401-1和401-2中的每一个可在三种模式下操作，类似于上文关于图3讨论的那些。图13示出了差分输出电压根据相关输入信号以相对高的幅度正改变、然后负改变的示例。
[0173]
图13示出了负载上所需的差分电压最初为零，并且操作两个切换驱动器来提供相同的静止电压电平，其在这种情况下为v1和v2之间的中点电压。两个切换驱动器401-1和
401-2可以因此在第一模式下操作，所述第一模式在切换电压v1和v2之间切换，即低信号btl模式，并且两个切换驱动器可以各自最初以50％的占空比操作。随着所需差分电压的增大，第一切换驱动器401-1的占空比增大，第二切换驱动器401-2的占空比相等和相反变化，从而驱动器电压vx1和vx2相等和相反地改变。
[0174]
随着所需差分电压vdiff增大，第一切换驱动器401-1转换到在具有切换电压vh和v1的第二模式下操作。然而，如上文所讨论的，以高达100％或低至0％的占空比操作切换驱动器可能是不实际的。因此，第一切换驱动器的占空比将从第一模式下的小于100％的占空比转到第二模式下的大于0％的占空比。如此，驱动电压vx1的平均值(在切换循环的整个过程中)从低于v1的值跳跃到高于v1的值。因此，相同的电压跳跃被应用于第二切换驱动器401-2的驱动器电压vx2来维持正确的差分电压。第二切换驱动器401-2因此继续在第一模式下操作，并且系统在中间信号电平btl模式下操作。
[0175]
随着所需差分电压vdiff进一步增大，第二切换驱动器转换到具有切换电压v2和vl的第三模式，以提供高信号电平btl模式。再次，实际的占空比极限导致转换中电压vx2的跳跃，并且因此对应的电压跳跃被应用于vx1以维持正确的差分电压vdiff。
[0176]
图13还示出了当转换回中间信号电平btl模式、然后到低信号电平btl模式时还可以为循环的负部分应用类似的跳跃。
[0177]
图13还示出了两种模式转换中的切换波形的示例。在第一种情况下，两个切换驱动器最初在具有切换电压v1和v2的第一模式下操作，然后在箭头1301所示的时间处，第二切换驱动器转换到具有切换电压vh和v1的第一模式，即到用于负差分电压的btl中间信号电平模式。就在转换之前，第二切换驱动器401-2的输出节点以处于限定的最大占空比的占空比在切换电压v1和v2之间切换。
[0178]
在转换之后，由箭头1301所示，第二切换驱动器的输出节点以最小占空比在电压vh和v1之间切换。第一切换驱动器401-1的输出节点继续在电压v1和v2之间切换，但是占空比在转换1301中增大。
[0179]
第二种情况示出了到高信号电平btl操作模式的转换，其中第一切换驱动器转换1302到具有切换电压v2和vl的第三驱动器模式，并且占空比从最小增加到最大，并且第二切换驱动器继续在电压vh和v1之间切换，但是占空比减小。
[0180]
图14示出了切换驱动器的占空比可以如何在负载的每一侧上改变以提供诸如图13的顶部曲线所示的差分输出波形，在该示例中，最大和最小占空比分别是75％和25％。
[0181]
还将注意到，如在这些示例中，其中第一驱动器模式下的高切换电压为第二驱动器模式下的低切换电压，并且切换电压之间的差在每种模式下是相同的，然后从第一驱动器模式到第二驱动器模式的改变可以被认为在数学上与为第一模式下的占空比增加额外的100％相同。换句话说，从第一驱动器模式下的90％占空比到第二驱动器模式下的10％占空比的改变可以被认为在数学上与第一驱动器模式的切换电压从90％到110％的增大相同。因此，这种改变可以被视为占空比增大20％，并且因此在这种模式转换时维持相同差分电压，另一驱动器的占空比等效改变，即占空比从10％增大到30％。换句话说，应用于两个驱动器的占空比的改变幅值等于100％，也就是说，如果第一驱动器的占空比在模式改变时从90％减小到10％，这代表80％的占空比变化，则应用于第二驱动器的占空比的对应变化为20％。
[0182]
还应注意，出于模式转换目的的限定最大极限和最小极限不需要与实际可实现的占空比极限相同。
[0183]
例如，在一些情况下，在75％的最大占空比和25％的最小占空比之间变换可能是有利的。这种特别的组合意味着转换中负载的每一侧上的占空比变化为50％，并且在每次转换时，负载的一侧上的占空比从75％转换到25％，并且负载的另一侧的占空比从25％转换到75％。这在最小化模式转换不连续性方面可以是有利的。
[0184]
因此，控制器可以被视为实施三个btl操作模式：(i)低信号电平btl模式，其中两个驱动器在第一驱动器模式下操作以提供中间范围电压；(ii)中间信号电平btl模式，其中一个驱动器在第一驱动器模式下操作且另一个驱动器在第二或第三驱动器模式下操作，以提供高(相对较正)或低(相对较负)范围电压；和(iii)高信号电平btl模式，其中一个驱动器在第二驱动器模式下操作以提供高(正)电压范围且另一个驱动器在第三驱动器模式下操作以提供低(负)电压范围。控制器可以在给定模式下操作并在限定的占空比最大极限和最小极限内可控地改变两个驱动器的占空比。控制器可以控制占空比在极限内随着输入信号电平而改变，使得共模分量在给定操作模式下基本不会随着信号电平而改变。如果需要，控制器可以在模式之间转换，其中每次转换涉及仅改变负载的一侧上的驱动器模式，即切换电压。因此，如果输入信号改变增加，则控制器可以通过改变负载的一侧上的切换电压来从低信号电平btl模式转换到中间信号电平模式，并且然后，如果输入信号继续增加，则控制器再通过改变负载的另一侧上的驱动器模式而转换到高信号电平模式。
[0185]
控制器可被配置为使得第一和第二驱动器信号的共模分量在低信号电平btl模式和高信号电平btl模式下基本相同，这可以对应于在第一驱动器模式中使用的切换电压之间的中点电压。当在中间信号电平btl模式下操作时，共模分量可以不同。
[0186]
一般来说，因此，通过最初控制切换驱动器(进行模式改变)以第一占空比在当前驱动器模式下操作，同时控制另一个切换驱动器以第二占空比操作，控制器可被配置为实施切换驱动器中的一个从当前驱动器模式到新驱动器模式的模式转换。然后控制器可以转换相关切换，以用修改后的占空比在新驱动器模式(具有不同的切换电压)下操作，并且还可以修改另一个切换驱动器的占空比以维持换能器两端的相同差分电压。特别地，控制器可被配置为当第一和第二切换驱动器中的至少一个的占空比达到占空比最大极限或最小极限时在不同的驱动器操作模式之间转换。控制器可以通过以下方式来实施转换：在所述占空比最大极限或最小极限处改变第一和第二切换驱动器中的一个的驱动器模式，并且将第一和第二切换驱动器中的那一个切换驱动器的占空比改变到另一个占空比极限(即从最大到最小，反之亦然)，同时维持第一和第二切换驱动器中的另一个的驱动器模式并应用占空比的变化以维持第一和第二驱动器信号的差分分量的幅值。
[0187]
请注意，如果负载的另一侧上的dc电压可以可控地改变以避免由于切换驱动器无法实现100％或0％的占空比(即调制指数)而导致的应用于负载的驱动信号的不连续性，则类似的原理可以应用于用于以单端配置驱动负载的驱动电路。
[0188]
例如，考虑切换驱动器被配置为以单端配置驱动负载的一侧，并且可在具有切换电压0v和20v的第一模式和具有切换电压20v和40v的第二模式下操作。在第一模式下操作的同时，负载的另一侧上的电压可以保持在第一dc值，比如，单纯作为示例，2v。切换驱动器的占空比可在高达限定的极限的范围内可控地改变，所述限定的极限可以例如是90％的占
空比或调制指数，这可能导致来自切换驱动器的驱动信号的电压为18v，使得负载两端的电压为16v。为了在操作模式之间转换以允许应用更高的电压，切换驱动器可以最初以90％的占空比在第一模式下操作，然后切换到以10％的占空比在第二模式下操作。同时，负载的另一侧上的dc电压可以增大到6v。图15示出了用于切换驱动器的输出节点的相关切换波形1301和用于这种转换和负载电流的在负载的另一侧上的电压1302。将看到，通过将占空比或调制指数从90％改变到10％并且也改变dc电压，维持伏秒平衡和差分电压。
[0189]
在桥接式负载配置中，其中负载的两侧都由切换驱动器驱动，可出现二阶效应。电感器电流匹配基于输出的占空比，并且可出现电荷转移的不连续性。
[0190]
图16示出了根据本公开的实施方案的用于包括第一和第二切换驱动器的驱动器电路的一些示例性波形，并且示出了用于第一切换驱动器的切换电压的模式转换。图16示出了两组波形(a)和(b)，在每种情况下，示出了差分输出电压vdiff、分别用于第一和第二切换驱动器的第一和第二输出电流1601和1602以及在模式转换期间分别在第一和第二切换驱动器的输出节点处的电压1603和1604。
[0191]
在顶部的那组波形(a)中，可以看出，第一切换驱动器最初以与第二切换驱动器相同的切换电压操作。可以看出，第一切换驱动器的占空比相对较高，即相关驱动电压接近用于驱动器操作模式的最大值。然后第一切换驱动器的驱动器操作模式改变，并且第一切换驱动器开始在先前的高电压和更高的增压电压之间切换，但是现在具有相对较短的占空比。可以看出，在该示例中，切换电压的改变以及产生的占空比的改变导致了对电流波形的干扰，由此引起了对输出电压的干扰。
[0192]
在一些实施方式中，这可以通过切换时序的受控改变来缓解。下面的那组波形(b)示出了类似的转换，但是到第二模式的高侧电压的切换时序被控制为在不会导致对电流波形的任何明显干扰的合适点发生。
[0193]
在模式转换点处，负载的一侧上的切换电压改变，并且负载的两侧上的占空比改变。这可以导致负载电流流动的模式改变，如关于图16讨论。特别地，在切换点可能存在负载电流斜坡的反转，这导致负载电流的不连续性。因此，模式转换可以被实施，以避免不想要的负载电流不连续性。在一些示例中，这可以通过将相移应用于用于生成用于切换驱动器的输出级的pwm控制信号的pwm载波波形来实现。所述相移可以基于占空比的改变量。
[0194]
通常，负载的两侧上的驱动器的占空比可以通过将调制器输入与载波波形进行比较来由调制器生成，所述载波波形通常将是锯齿或三角波形。调制器的输入是基于输入信号或从输入信号得出，可能有一些调整来反映切换驱动器的操作模式，并且通常用于驱动负载的一侧的调制器输入是用于驱动负载的另一侧的调制器输入的反向版本。调制器将相关输入与载波波形进行比较并生成pwm控制信号。
[0195]
图17示出了两组示例性波形和可以如何在模式转换时控制时序。图17示出了载波波形，在该示例中是在整个切换循环过程中上升和下降的锯齿波形。图17还示出了第一驱动器的输出处的电压vx1和第二驱动器的输出处的电压vx2以及差vx1-vx2和产生的来自第一切换驱动器的负载电流。
[0196]
图17示出了四个切换循环并且示出了一个示例，其中，对于前两个循环，第一和第二切换驱动器两者都在第一驱动器模式下操作。在该示例中，两个驱动器在切换循环开始时输出相关的高切换电压，然后当载波波形达到相关输入的值时切换到低切换电压。在所
示示例中，第一驱动器具有相对较高的占空比，并且第二驱动器具有相对较低的占空比。这导致负载两端的高和低差分电压的周期和来自第一驱动器的电流ir相应地上升和下降，其中相关周期取决于相应占空比。将注意到，在该示例中，当两个驱动器正在输出相同的高切换电压时，负载电流在一个切换周期结束且另一个切换周期开始时下降。
[0197]
顶部的那组波形示出了第一切换驱动器在第二切换循环结束处转换到第二驱动器操作模式。现在，在切换循环的开始处，第一驱动器正在输出用于第二驱动器模式的高切换电压，其高于由第二驱动器输出的高切换电压。这导致负载两端的相对较高的差分电压并导致负载电流斜度的改变(其导致不连续性)。模式改变的结果是，第一驱动器现在以相对较低的占空比操作，并且第二驱动器的占空比增大以维持正确的差分电压。
[0198]
下面的那组波形示出了前两个切换循环的类似操作，但是在这种情况下，在模式转换点处，pwm载波有相移。特别地，载波相移的程度使得第一切换驱动器的输出处于新的低切换电压。这在模式转换中将第一切换驱动器的电压vx1保持在相同电平处，并且避免了负载电流斜度的改变。然后当载波达到适当的电平时，第二切换驱动器的电压vx2将随后切换到低切换电压。对于锯齿波形，应用的相移(根据循环周期的百分比)可以对应于占空比的移位除以二，即，如果占空比的变化是40％，则相移可以对应于切换循环的20％的时移。这在模式转换期间维持了相同的负载电流分布并且避免了不连续性。
[0199]
在本公开的实施方案中，控制器可以因此被配置为控制第一和第二切换驱动器，使得来自驱动器输出节点的负载电流的斜度在模式转换点处基本没有变化。基于驱动器模式的变化，控制器可被配置为将应用于调制器输入的模式校正量改变与新操作模式的电压范围的幅值相关的量。控制器可被配置为在模式转换时将相移应用于pwm载波波形。所应用的相移可以基于占空比的改变量(应用于不改变驱动器模式的切换驱动器)。当载波波形是锯齿波形(在循环周期的过程中从最小值上升到最大值、再回到最小值)时，控制器可被配置为使得应用于载波波形的相移是循环周期的、对应于第二切换驱动器的占空比的变化的一半的比例。
[0200]
在一些实施方式中，bd调制技术可用于通过在等效纹波点之间切换来管理不连续性。也就是说，第一和第二切换驱动器的切换可以是不同步的，并且两个切换驱动器的输出在切换循环的至少一部分期间可以同时连接到相关高侧电压或低侧电压。
[0201]
取决于经切换模式驱动器的占空比，来自切换驱动器的输出中的纹波量将随着时间而变化，并且峰到峰纹波将因此随着切换驱动器的占空比而变化。
[0202]
图18示出了峰到峰纹波可以如何在从0(即0％)到1(即100％)的占空比范围内变化的一个示例。为了减轻模式转换导致的任何不连续性程度，可以实施转换以使得切换驱动器的占空比改变但仍维持基本相等的纹波量。
[0203]
这可以以多种方式实施。在第一种方法中，切换驱动器的占空比可以从第一占空比d1改变为第二占空比d2，其中占空比d1和d2展现了彼此基本相同的峰到峰纹波。这由图18中的转换1801示出，其指示切换驱动器的占空比可以从第一占空比d1改变为第二占空比d2，第一和第二占空比被选择以提供相等的纹波量。
[0204]
在第二种方法中，两个切换驱动器的占空比可以被改变以使得负载上看起来不同的纹波量保持恒定。例如，如图15中的转换1802所示，第一切换驱动器的占空比可以从第一占空比d3改变为第二占空比d4，比如从25％到75％，同时第二切换驱动器的占空比从d4改
变为d3，例如从75％到25％。一般来说，第一和第二切换驱动器的占空比可以因此被改变以使得转换之前第一切换驱动器的占空比导致的纹波量与转换之后第二切换驱动器的占空比导致的纹波量相同，反之亦然。
[0205]
因此，一般来说，本公开的实施方案涉及适合用于驱动输出换能器的切换驱动器，所述切换驱动器可操作以提供具有限定的输出电压范围(例如，在低电压vl和高电压vh之间)内的平均电压的驱动信号。切换驱动器可在多种不同的驱动器模式下操作，其中在每种模式下，驱动器输出节点以受控占空比在两个切换电压之间切换，其中每种模式的切换电压是不同的，并且每种模式下的切换电压仅提供限定的输出电压范围的一部分，即子集。
[0206]
不同驱动器模式下的不同切换电压可以限定非重叠电压范围，然而，情况未必如此，并且在一些实施方案中，电压范围之间可以有一些重叠。例如，第一驱动器模式下的切换电压可以是v1和v2，并且在第二驱动器模式下，切换电压中的一个可以是v1和v2之间的电压。例如，切换电压在第一驱动器模式下可以是0v和20v，并且在第二驱动器模式下可以是比如16v和26v。
[0207]
在至少一些实施方案中，切换驱动器可至少包括可变增压级，所述可变增压级具有用于接收高侧和低侧输入电压的第一和第二输入并且包括切换路径网络和用于电容器的连接。可变增压级可以因此是经切换电容器级。
[0208]
经切换电容器转换器级可以按需要实施增压功能。当用于驱动诸如压电换能器的无功负载时，相对较大的电容器可用一个电荷泵送循环提供所需电荷。
[0209]
可变增压级控制供应到切换输出级的切换电压。例如，输出级被控制为脉冲宽度调制(pwm)输出级。在一些实施方式中，pwm级可以驱动与电感器串联的负载，这允许电荷在负载和用于电荷恢复的经切换电容器可变增压级的电容器之间无损移动。
[0210]
根据至少一些实施方案的驱动器电路可以因此被视为混合驱动器电路，例如电容式和电感式驱动器电路。
[0211]
驱动器电路被配置为具有浮动供应域，即不同操作模式下的可变切换电压，这允许驱动器电路的开关具有相对较低的vdsmax(漏极-源极电压容差)。驱动器电路可被配置为使得mosfet阱至衬底击穿电压足够高以用于在使用中生成的峰值输出电压。
[0212]
第一增压转换器可提供从供电电压(诸如电池电压)到用于输入到可变增压级的中间供电vbst的增压。
[0213]
上述至少一些实施方案涉及用于无功(例如，压电式)负载的混合(例如，电容式和电感式)驱动器，其中驱动器包括：电荷泵、pwm驱动器和控制系统，所述控制系统被布置成在转换电荷泵状态的同时维持线性。
[0214]
驱动器可操作以产生n倍的峰到峰输出电压，通过以信号相关方式驱动深n阱，其可以是装置的vds击穿电压的n倍(例如，其中n＝6)。
[0215]
至少一些实施方案涉及用于诸如压电换能器的无功负载的混合驱动器，其中驱动器被布置成接收输入信号并生成用于驱动无功负载的输出信号，所述混合驱动器包括：驱动器级，其可以例如是脉冲宽度调制(pwm)驱动器，所述驱动器级被布置成接收输入信号并生成用于驱动无功负载的输出信号。驱动器还可包括可变增压级，诸如电荷泵级，其被布置成基于供电电压生成用于驱动器级的电压供电范围，并且电荷泵级可以被控制为使得电压供电范围是基于接收到的输入信号的范围。
[0216]
驱动器还可以包括第一限定增压级或电力转换器级，例如dc/dc增压转换器，所述电力转换器级被布置成接收供电电压并生成增压供电电压，其中电荷泵级基于所述增压供电电压生成电压供电范围。供电电压可以来自电池或其他电源。
[0217]
电荷泵级可包括至少一个电容器，其中电容器的大小基于要驱动的无功负载来选择，使得电容器的单个充电循环提供用于驱动无功负载的足够电荷。
[0218]
优选地，驱动器级驱动与无功负载串联布置的电感器，其中电感器允许电荷在负载和用于电荷恢复的供电电容器之间无损移动。
[0219]
混合驱动器可以以单端配置实施。混合驱动器可以替代地以桥接式负载(btl)配置实施，以驱动无功负载的相反端子。对于btl配置，将理解，混合驱动器包括用于负载的任一侧的互补电荷泵级和驱动器级。
[0220]
在至少一些实施方式中，混合驱动器可包括切换装置，优选地为mosfet。在一个示例中，n型mosfet用作切换装置。在替代示例中，使用n型mosfet和p型mosfet的混合。
[0221]
优选地，切换装置至少部分地基于输出信号的信号范围被控制。在一些实施方式中，切换装置的阱(例如深n阱)基于输出信号的信号范围被驱动。通过驱动mosfet的深n阱，有可能避免p阱到深n阱击穿，或深n阱到衬底或到装置的p阱的正向偏置。相应地，混合驱动器的峰到峰输出电压可以是使用的装置的vds击穿电压的倍数。
[0222]
电荷泵级可以被布置成从多个供电范围中选择要生成的电压供电范围。在一些示例中，电荷泵级被布置成在0-20v、20-40v或-20v-0v电压范围之间选择。
[0223]
可以控制混合驱动器以应用共模跳跃来将范围转换线性化。当区别地驱动负载时，混合驱动器控制差分电压和共模电压两者以将两种差分输出保持在有效操作范围中，并因此避免电荷泵的范围转换期间的失真和伪影。
[0224]
在一些实施方式中，对于由一个混合驱动器和dc源组成的非对称差分配置，驱动器被控制为改变驱动器的调制指数，同时调整应用于无功负载的相对侧的dc源，以消除电荷泵级的电荷转移阶段之间的不连续性。
[0225]
对于btl配置，驱动器的电荷泵级可以被控制为消除电荷泵级的电荷转移阶段之间的不连续性，例如通过将bd调制应用于电荷泵级的切换。
[0226]
进一步提供了一种用于驱动器的控制方法，所述驱动器优选地用于驱动诸如压电换能器的无功负载，所述驱动器包括多个mosfet切换装置，所述方法包括以下步骤：接收输入信号并基于接收到的输入信号生成输出信号，所述输出信号至少部分地由mosfet切换装置的切换生成，其中所述方法还包括以下步骤：基于输出信号的信号范围驱动mosfet切换装置的阱，以防止mosfet切换装置的击穿或正向偏置。
[0227]
驱动器可以是包括电感式和无功元件的混合驱动器。
[0228]
驱动器可包括一组高压开关，并且驱动所述阱的步骤可包括在大信号期间同步操作高压开关到电荷泵。
[0229]
还提供了一种用于驱动诸如压电换能器的无功负载的系统，所述系统包括：驱动器级，其用于接收输入信号并生成用于驱动无功负载的输出信号；电荷泵级，其被布置成基于供电电压生成用于所述驱动器级的电压供电范围；和电感器元件，其被布置成与无功负载串联，使得驱动器级驱动电感器元件，其中电感器元件允许电荷在负载和用于电荷恢复的供电电容器之间无损移动。
[0230]
将理解，驱动器级和电荷泵级可以由如上所述的混合驱动器提供。
[0231]
实施方案还涉及驱动器电路，所述驱动器电路包括被配置为提供用于驱动桥接式负载的输出驱动信号的两个切换驱动器。
[0232]
如前所述，切换驱动器可以适于驱动输出换能器。在一些实施方式中，输出换能器可以是音频输出换能器，诸如扬声器等。输出换能器可以是触觉输出换能器。在一些实施方式中，输出换能器可以与电感器串联驱动，即，切换驱动器的输出节点和负载之间的输出路径中可能存在电感器。在一些实施方式中，换能器可以是压电或陶瓷换能器。
[0233]
实施方案可以被实施为集成电路。实施方案可以在主机装置中实施，特别是便携式和/或电池供电的主机装置，诸如移动计算装置，例如膝上型计算机、笔记本计算机或平板计算机，或者诸如移动电话的移动通信装置，例如智能手机。所述装置可以是可穿戴装置，例如智能手表。主机装置可以是游戏控制台、远程控制装置、家庭自动化控制器或家用电器、玩具、诸如机器人的机器、音频播放器、视频播放器。将理解，实施方案可以被实施为在家用电器中或在车辆或交互式显示器中提供的系统的一部分。进一步提供了一种包含上述实施方案的主机装置。
[0234]
本领域技术人员将认识到，上述设备和方法的一些方面(例如控制切换控制信号以实施不同模式的方面)可以体现为处理器控制代码，例如，在非易失性载体介质(诸如磁盘、cd-rom或dvd-rom)、编程存储器(诸如只读存储器(固件))或者在数据载体(诸如光或电信号载体)上。对于一些应用，实施方案可以在dsp(数字信号处理器)、asic(专用集成电路)或fpga(现场可编程门阵列)上实施。因此，代码可以包括常规程序代码或微码，或者例如用于设置或控制asic或fpga的代码。代码还可以包括用于动态配置可重新配置设备(诸如可重新编程逻辑门阵列)的代码。类似地，代码可以包括用于硬件描述语言的代码，诸如verilog
tm
或vhdl(超高速集成电路硬件描述语言)。如本领域技术人员将理解的，代码可以分布在彼此通信的多个耦合部件之间。在适当的情况下，还可以使用现场可(重新)编程模拟阵列或类似装置上运行的代码来实施实施方案，以便配置模拟硬件。
[0235]
应当注意，上述实施方案说明而不是限制本发明，并且本领域技术人员将能够在不脱离所附权利要求的范围的情况下设计许多替代实施方案。词语“包括”不排除权利要求中列出的元件或步骤以外的元件和步骤的存在，“一(a或an)”不排除多个，并且单个特征或其他单元可以实现权利要求中列举的几个单元的功能。权利要求中的任何附图标记或标签不应被解释为限制其范围。