一种数字控制包络跟踪电源调制器

1.本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种使用数字控制的包络跟踪电源调制器。


背景技术：

2.现代无线通信系统中的数据传输速度越来越高，信号调制技术越来越复杂，与之伴随的一个显著的问题是，所传输信号的峰值-平均功率比越来越大。高峰值-平均功率比的信号对功率放大器的效率提出了严峻的要求，后者的作用是把信号通过天线发射出去。如果采用固定电压的电源给功率放大器供电，功率放大器的效率就会随着信号的峰值-平均功率比的增大而降低。包络跟踪电源调制器的作用是根据信号包络的变化动态地调节功率放大器的电源电压，减少能量损耗，提高效率。
3.传统的包络跟踪电源调制器包括一个线性放大器和一个开关放大器。线性放大器带宽大但是效率低，开关放大器带宽低但效率高。因此需要取长补短，开关放大器提供包络的低频成分，线性放大器负责包络的高频成分，二者的相互结合使得整个包络跟踪电源调制器具有很高的速度和较高的效率。包络跟踪电源调制器已经广泛地应用于手持移动设备，尤其是手机当中。
4.当包络的带宽大于100mhz后，设计大功率、大带宽的线性放大器变得十分困难。首先，从功率放大器的电源端口看进去，可以将功率放大器视为一个电阻并联一个电容，这一组电阻电容构成了线性放大器的输出负载，一个典型的值是4ω和600pf，这里形成了一个60mhz左右的极点，补偿这个带内极点是一个极大的挑战。其次，大摆幅的高频包络要求线性放大器具有很大的摆率，大功率输出要求线性放大器的输出功率管具有很大的尺寸，这使得线性放大器需要消耗很大的静态电流，严重降低了线性放大器的效率，恶化了包络跟踪电源调制器的整体效率。最后，构成线性放大器的每个晶体管尺寸都很大，导致线性放大器内部的每一个节点处的极点都会在带内引入幅值和相位的恶化。综上，大带宽、大功率、大摆率的线性放大器设计困难，甚至无法实现，必须使用一种电路修改线性放大器或者替换线性放大器。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于提供一种能够快速产生高带宽包络电源给功率放大器供电，提高系统整体效率的包络跟踪电源调制器。
6.本发明提供的包络跟踪电源调制器，是采用数字控制技术的，其输入信号为1位第一数字信号、7位第二数字信号、7位第三数字信号；所述第一数字信号、所述第二数字信号、所述第三数字信号为用户产生。
7.本发明提供的包络跟踪电源调制器，其结构包括：数字控制电流源阵列，开关放大器，数模转换器，片外功率电感；所述第一数字信号、所述第二数字信号控制所述数字控制电流源阵列；
所述第三数字信号控制所述数模转换器；所述开关放大器包含第一输入端和第二输入端，所述第一输出端是所述数字控制包络跟踪电源调制器的输出；所述片外功率电感的一端与所述数字控制电流源阵列的输出、所述第一输入端连在一起，为第一输出端，所述功率电感的另一端与所述开关放大器的输出连在一起，为第二输出端；所述数模转换器的输出为第一模拟信号，所述第一模拟信号为电压信号，送入所述第二输入端。
8.所述数字控制电流源阵列包括：选通器，第一电流源阵列，第二电流源阵列。
9.所述选通器的输入为所述第一数字信号和所述第二数字信号，输出为第四数字信号和第五数字信号；当所述第一数字信号为1时，所述第四数字信号等于所述第二数字信号，所述第五数字信号为0000000；当所述第一数字信号为0时，所述第五数字信号等于所诉第二数字信号，所述第四数字信号为1111111。
10.可选地，所述第一电流源阵列包含：7-128译码器，127个第一电流单元；所述7-128译码器为温度计编码，输入信号为所述第四数字信号，每一个输出控制1个所述第一电流单元。
11.可选地，所述第一电流源阵列包含：3-8译码器，127个第一电流单元；所述3-8译码器为温度计编码，输入信号为高3位所述第四数字信号，每一个输出控制16个所述第一电流单元；低4位所述第四数字信号，由高到低分别同时控制8个、4个、2个、1个所述第一电流单元。
12.所述第一电流源阵列包含：127个第一电流单元；7位所述第四数字信号由高到低分别同时控制64个、32个、16个、8个、4个、2个、1个所述第一电流单元。
13.可选地，所述第二电流源阵列包含：7-128译码器，127个第二电流单元；所述7-128译码器为温度计编码，输入信号为所述第五数字信号，每一个输出控制1个所述第二电流单元。
14.可选地，所述第二电流源阵列包含：3-8译码器，127个第二电流单元；所述3-8译码器为温度计编码，输入信号为高3位所述第五数字信号，每一个输出控制16个所述第二电流单元；低4位所述第五数字信号，由高到低分别同时控制8个、4个、2个、1个所述第二电流单元。
15.可选地，所述第二电流源阵列包含：127个第二电流单元；7位所述第五数字信号由高到低分别同时控制64个、32个、16个、8个、4个、2个、1个所述第二电流单元。
16.可选地，所述第一电流单元包含：pmos电流镜，pmos开关管；所述pmos开关管与所述pmos电流镜的输出端串联；所述pmos开关管的栅极为第一控制端；所述pmos开关管的漏极接所述第一输出端；当所述第一控制端为高电平，所述pmos开关管关断。
17.可选地，所述第一电流单元包含：pmos功率管；所述pmos功率管的栅极为第一控制端；所述pmos功率管的漏极接所述第一输出端；当所述第一控制端为高电平，所述pmos功率管关断。
18.可选地，nmos电流镜，nmos开关管；所述nmos开关管与所述nmos电流镜的输出端串联；所述nmos开关管的栅极为第二控制端；所述nmos开关管的漏极接所述第一输出端；当所
述第二控制端为低电平，所述nmos开关管关断。
19.可选地，所述第二电流单元包含：nmos功率管；所述nmos功率管的栅极为第二控制端；所述nmos功率管的漏极接所述第一输出端；当所述第二控制端为低电平，所述nmos功率管关断。
20.本发明中，所述开关放大器有三个端口：第一输入端，第二输入端，第二输出端；所述开关放大器由六部分构成：低通滤波器，pid补偿器，锯齿波发生器，比较器，两相不交叠和驱动电路，功率晶体管；进一步地，所述第一输入端连接所述低通滤波器的输入端，所述第二输入端连接所述pid补偿器的同相输入端；所述低通滤波器为rc滤波器，截止频率为5mhz，所述低通滤波器输出第二模拟信号送入所述pid补偿器的反相输入端；所述pid补偿器输出第三模拟信号，并将环路带宽调整到1mhz；所述锯齿波发生器输出第四模拟信号；所述第四模拟信号为10mhz固定频率的锯齿波；所述第三模拟信号送入所述比较器的反相输入端，所述第四模拟信号送入所述比较器的同相输入端；所述比较器对所述第三模拟信号和所述第四模拟信号进行比较，输出第五模拟信号；所述两相不交叠和驱动电路，对所述第五模拟信号进行处理，产生具有驱动能力的两相不交叠时钟，驱动所述功率晶体管；所述功率晶体管包含使用pmos制作的功率管和使用nmos制作的功率管，二者的漏极接在一起并连接到所述第二输出端。
21.本发明中，所述数模转换器根据所述第三数字信号产生所述第一模拟信号，所述第一模拟信号送入所述第二输入端；所述第一模拟信号应当模拟所述第二模拟信号的理论值。
22.可选地，所述数模转换器为电流舵型数模转换器。
23.本发明中，用户根据负载所需要电流量，生成所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号；所述第一控制信号和所述第二控制信号经过所述选通器处理后，控制所述数字控制电流源阵列，向负载提供不断变化的高频电流；所述第三控制信号控制所述数模转换器，产生所述第一模拟信号；所述开关放大器，根据所述第一模拟信号和所述第一输出端的电压，在所述第二输出端产生低频的脉冲信号，经过所述片外电感滤波后，向负载提供低频电流；高频电流速度快但是效率低，低频电流速度慢但是效率高，二者组合之后，实现高速和相对高效的电源。
24.本发明提供的包络跟踪电源调制器，去除了传统混合架构包络跟踪电源调制器中的线性放大器，依靠所述数字控制电流源阵列，能够以极高的速度产生所述高带宽包络电源，给功率放大器供电，提高系统的整体效率。
附图说明
25.图1是本发明实施例提供的系统架构框图。
26.图2是本发明实施例提供的负载电流分配示意图。
27.图3是本发明实施例提供的电路示意图。
28.图4是本发明实施例提供的数字控制电流源阵列电路示意图。
29.图5是本发明实施例提供的一种第一电流源阵列电路示意图。
30.图6是本发明实施例提供的又一种第一电流源阵列电路示意图。
31.图7是本发明实施例提供的又一种第一电流源阵列电路示意图。
32.图8是本发明实施例提供的一种第二电流源阵列电路示意图。
33.图9是本发明实施例提供的又一种第二电流源阵列电路示意图。
34.图10是本发明实施例提供的又一种第二电流源阵列电路示意图。
35.图11是本发明实施例提供的一种第一电流单元电路示意图。
36.图12是本发明实施例提供的又一种第一电流单元电路示意图。
37.图13是本发明实施例提供的一种第二电流单元电路示意图。
38.图14是本发明实施例提供的又一种第二电流单元电路示意图。
39.图15是本发明实施例提供的一种开关放大器电路示意图。
40.图16是本发明实施例提供的一种数模转换器电路示意图。
41.图17是本发明实施例提供的一种第三电流单元电路示意图。
具体实施方式
42.为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合实施例的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。并且在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于所描述的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
43.除非另外定义，本发明使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。除非另有明确的规定和限定，术语“相连”、“连接”等术语应做广义理解，例如，可以是电连接，也可以是互相通讯；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。需要注意的是，附图中各图形的尺寸和形状不反映真实比例，目的只是示意说明本发明内容。并且自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。
44.首先对本发明的设计思路和设计的相关原理进行说明，参见图1所示，整体包络跟踪电源调制器主要由开关放大器和数字控制电流源阵列两个模块给功率放大器提供电流。开关放大器的输出电流为isa，数字控制电流源阵列的输出电流为ipdac，送到功率放大器的电流为iet，iet是isa与ipdac的和。图中标记的电流方向为参考方向。isa流入功率放大器后，在功率放大器的电源端产生变化的包络电压波形。
45.isa、ipdac和iet的示意图参见图2。ipdac大于0的部分可视为给功率放大器充电，此时包络电压上升，小于0的部分可视为给功率放大器放电，此时包络电压下降。设计数字控制电流源时，应对ipdac的最大摆幅进行评估，令数字控制电流源的输出电流能力满足
ipdac摆幅的要求。isa是周期性的折线，可以近似看作电流i0，图2中给出了i0的表达式，其中r为功率放大器从电源端口看进去的等效电阻，v0为包络电压的平均值。iet可以看作在isa电流的基础上，叠加了ipdac波动电流。
46.整体电路分为三个模块，如图3所示，分别是模块1数字控制电流源阵列，模块2开关放大器，模块3数模转换器。模块1由1位第一数字信号和7位第二数字信号控制，第二数字控制信号也可以选用其他位数为了保证精度，建议第二数字信号大于等于5位。模块2的反馈电压的输入端为第一输入端，参考电压输入端为第二输入端，输入的信号为第一模拟信号。整个包络跟踪电源调制器的输出端为第一输出端，第一输出端接第一输入端。模块3给模块2提供参考电压，模块3的输出为第一模拟信号；模块3由7位第三数字信号控制，第三数字控制信号也可以选用其他位数，为了保证精度，建议大于等于7位。
47.本实施例中，模块1的一个可选的实施方案，参见图4所示。整个模块1受第一数字控制信号和第二数字控制信号控制。模块11是数字组合逻辑电路构成的选通器，其作用是，当第一数字信号为1时，输出第四数字信号等于第二数字信号，输出第五数字信号为0000000；当第一数字信号为0时，输出第五数字信号等于第二数字信号，输出第四数字信号为1111111。。模块12是第一电流源阵列，它的作用是向外输出电流，使输出包络电压vet上升。模块13是第二电流源阵列，它的作用是向内吸收电流，使输出包络电压vet下降。
48.本实施例中，模块12的一个可选的实施方案，参见图5所示。整个模块12受7位第四控制信号控制。模块14是7-128译码器，译码方式为温度计码，模块15是第一电流单元，当输入信号为0时，第一电流单元向外输出设定的电流。第四控制信号信号经过模块14后，选中对应数量的第一电流单元，向外输出电流。
49.本实施例中，模块12的一个可选的实施方案，参见图6所示。整个模块12受7位第四控制信号。模块16是3-8译码器，译码方式为温度计码，模块15是第一电流单元，当输入信号为0时，第一电流单元向外输出设定的电流。第四控制信号[6:4]经过模块16后，选中对应数量的第一电流单元，向外输出电流。第四控制信号[3:0]直接选中对应数量的第一电流单元，向外输出电流。
[0050]
本实施例中，模块12的一个可选的实施方案，参见图7所示。整个模块12受7位第四控制信号控制。模块15是第一电流单元，当输入信号为0时，第一电流单元向外输出设定的电流。第四控制信号[6:0]直接选中对应数量的第一电流单元，向外输出电流。
[0051]
本实施例中，模块13的一个可选的实施方案，参见图8所示。整个模块13受7位第五控制信号控制。模块14是7-128译码器，译码方式为温度计码，模块17是第二电流单元，当输入信号为1时，第二电流单元向内吸收设定的电流。第五控制信号[6:0]信号经过模块14后，选中对应数量的第二电流单元，向内吸收电流。
[0052]
本实施例中，模块13的一个可选的实施方案，参见图9所示。整个模块13受7位第五控制信号控制。模块16是3-8译码器，译码方式为温度计码，模块17是第二电流单元，当输入信号为1时，第二电流单元向内吸收设定的电流。第五控制信号[6:4]信号经过模块16后，选中对应数量的第二电流单元，向内吸收电流。第五控制信号[3:0]直接选中对应数量的第二电流单元，向内吸收电流。
[0053]
本实施例中，模块13的一个可选的实施方案，参见图10所示。整个模块13受7位第五控制信号控制。模块17是第二电流单元，当输入信号为1时，第二电流单元向内吸收设定
的电流。第五控制信号[6:0]直接选中对应数量的第二电流单元，向内吸收电流。
[0054]
本实施例中，模块15的一个可选的实施方案，参见图11所示。模块151是电流镜结构，模块152是pmos开关管；输出电流由m15a和m15b的比例决定，第一控制端控制开关管的导通和关断。这个结构输出电流比较准确，但是输出电流较大时，输出电流就会变得非常不准确，电流镜的作用失效。这个电路只适用于低速的应用，输出电流的稳定速度限制了开关频率。
[0055]
本实施例中，模块15的一个可选的实施方案，参见图12所示。模块153是pmos功率管；第一控制端控制输出功率管的导通和关断，输出电流由功率管的导通电阻和负载共同决定。采用这种方法得到的最终总体电路，需要在使用前进行校准，确认在不同控制字下的输出电流。在使用时，根据所需要的输出电流给出控制字。
[0056]
本实施例中，模块17的一个可选的实施方案，参见图13所示。模块171是电流镜结构，模块172是nmos开关管；输出电流由m17a和m17b的比例决定，第二控制端控制开关管的导通和关断。这个结构输出电流比较准确，但是输出电流较大时，输出电流就会变得非常不准确，电流镜的作用失效。这个电路只适用于低速的应用，输出电流的稳定速度限制了开关频率。
[0057]
本实施例中，模块17的一个可选的实施方案，参见图14所示。模块173是nmos功率管；第一控制端控制输出功率管的导通和关断，输出电流由功率管的导通电阻和负载共同决定。采用这种方法得到的最终总体电路，需要在使用前进行校准，确认在不同控制字下的输出电流。在使用时，根据所需要的输出电流给出控制字。
[0058]
本实施例中，模块2的一个可选的实施方案，参见图15所示。第一输入端的信号先经过模块21处理，模块21是一个低通滤波器处理，这个滤波器可以使用传统的rc滤波器，截止频率小于模块2的开关频率，这里设计为5mhz。处理后的信号送入模块22，模块22是pid补偿器，补偿器的输出信号为第三模拟信号，与模块23产生的第四模拟信号共同送入比较器。模块23是锯齿波发生器，第四模拟信号是锯齿波，第四模拟信号的频率决定了模块2的开关频率，这里设计为10mhz。比较器的输出为第五模拟信号，第五模拟信号经过模块24后驱动模块25。模块24是两相不交叠逻辑和驱动电路，模块25是功率晶体管。模块22中电容电阻的值，可以根据电感、功率放大器的等效模型、以及所需要的带宽来计算，计算方法使用传统电压控制模式buck电源的pid补偿方法，这里设计的带宽为1mhz，相位裕度60
°
。
[0059]
本实施例中，模块3的一个可选的实施方案，参见图16所示。输入信号为第三数字信号[6:0]共7位数字信号，图中使用了模块16的3-8译码器。译码后的12条数字信号分别控制模块31电流源阵列中的12个第三电流单元，第三电流单元阵列中的数字表示该电流单元可以向外提供的电流与第三电流单元1向外提供电流的比值。每个第三电流单元有2个输出，分别是同相输出和反相输出，两个输出分别连接一个电阻，其中同相输出作为最终的输出送到模块2。模块3的输出波形为预计算的输出波形的低通滤波。
[0060]
本实施例中，模块31中第三电流单元的一个可选的实施方案，参见图17所示。vg和nvg信号控制开关管的导通和关断，而者在逻辑上互补，不会同时打开或者关闭开关管。输出电流从一个电流源镜像得到，镜像管是m31a和m31b，调整m31b的尺寸，可以得到不同的输出电流。
[0061]
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精
神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。