一种多倍频程带宽的功率放大器

本发明涉及射频电路设计，尤其涉及一种多倍频程带宽的功率放大器。

背景技术：

1、随着无线通信技术的发展以及目前5g技术的推广，需要无线设备具备更高的信息传输速率、抗干扰能力以及更高的效率，这就对无线收发设备提出了更高的技术要求，而功率放大器作为射频发射机的末端，在整个收发机中占有重要的地位，并且功率放大器的高耗能也将对通信设备产生较大的影响，所以功率放大器的效率等指标至关重要。同时，在远程通信及雷达通信过程中需要覆盖多倍频程的带宽，这就需要功率放大器具有更高的带宽指标。目前，国内外提高了多种提升功放效率的方式，比如，采用了e类、f类或doherty等不同类型的功率放大器来提高系统的整体效率，但是，e类功率放大器要求驱动信号有较低的延迟、并且要求功放管承受较大的电压；而f类功放虽然有较高的效率但是线性度不高；doherty功放在进行匹配时应用λ/4微带线，使整体设计体积较大。除此之外，为了使功放覆盖多倍频程的带宽，部分国内外学者应用阶梯阻抗变换的方法进行输入和输出阻抗的匹配，但是此方法设计出来的功率放大器的体积较大，不满足小型化的发展趋势；此外，分布式放大器将晶体管并联在两条微带传输线上来增大带宽，但实际上线性度指标较差。

技术实现思路

1、鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种多倍频程带宽的功率放大器，用以解决现有技术中的上述问题。

2、本发明公开了一种多倍频程带宽的功率放大器，包括输入匹配网络，稳定网络，晶体管，第一、第二寄生电容补偿网络，输出匹配网络，栅极偏置网络及漏极偏置网络；其中，

3、输入匹配网络，输入端连接信号源，输出端连接稳定网络的输入端，用于将信号源内阻值匹配到第一实阻抗、再将第一实阻抗匹配到晶体管的最佳源阻抗的共轭；稳定网络的输入端还连接栅极偏置网络的输出端；

4、第一、第二寄生电容补偿网络，分别用于在栅极输入侧、漏极输出侧补偿晶体管的寄生电容；

5、输出匹配网络，输入端连接漏极偏置网络的输出端，输出端与负载端相连接；用于将晶体管的最佳负载阻抗的共轭匹配到第二实阻抗、再将第二实阻抗匹配到负载阻值，其中，所述信号源内阻值与所述负载阻值一致。

6、在上述方案的基础上，本发明还做出了如下改进：

7、进一步，对于功率放大器中的各个网络，

8、先确定包括电阻、电容和/或电感元件组成的各个网络的设计架构；所述设计架构包括元件值、元件组成及元件连接关系；

9、待功率放大器中各个网络的设计架构均确定后，将各个网络的集总参数转换成分布式参数、并按照功率放大器的设计指标优化分布式参数，得到各个网络的实际架构；

10、连接各个网络的实际架构，得到所述功率放大器。

11、进一步，所述输入匹配网络包括t型实阻转换网络和第一带通切比雪夫匹配网络；其中，

12、所述t型实阻转换网络，用于将信号源内阻值匹配到第一实阻抗；t型实阻转换网络的输入端为输入匹配网络的输入端，输出端连接第一带通切比雪夫匹配网络的输入端；

13、所述第一带通切比雪夫匹配网络，用于将第一实阻抗匹配到晶体管的最佳源阻抗的共轭；第一带通切比雪夫匹配网络的输出端为输入匹配网络的输出端。

14、进一步，通过以下方式设计得到所述第一带通切比雪夫匹配网络的设计架构：

15、对晶体管的最佳源阻抗的共轭进行阻抗转换，得到对应的转换实阻抗和转换电容；

16、基于带通切比雪夫匹配方式，处理最佳源阻抗的共轭对应的转换实阻抗和转换电容，得到待匹配实阻抗、以及匹配网络中各阶电路；该待匹配实阻抗为所述第一实阻抗；各阶电路由电容和电感组成；

17、按照从晶体管的栅极向左、阶次由低到高的顺序依次组织除第一阶电路中的电容以外的各阶电路，得到第一带通切比雪夫匹配网络的设计架构。

18、进一步，通过以下方式设计得到第一寄生电容补偿网络的设计架构：

19、将第一带通切比雪夫匹配网络的第一阶电路中的电容和晶体管的栅极寄生电容的补偿电容并联，得到第一寄生电容补偿网络的设计架构。

20、进一步，通过以下方式设计得到t型实阻转换网络的设计架构：

21、假设变压器的原边并联信号源内阻、副边并联第一带通切比雪夫匹配网络中最高阶电路中的电感，以将信号源内阻值匹配到第一实阻抗为目的，确定变压器的匝数；

22、将确定匝数的变压器和所述并联第一带通切比雪夫匹配网络中最高阶电路中的电感等效变换成t型结构，得到t型实阻转换网络的设计架构。

23、进一步，所述输出匹配网络包括第二带通切比雪夫匹配网络和低通切比雪夫匹配网络；其中，

24、第二带通切比雪夫匹配网络，用于将晶体管的最佳负载阻抗的共轭匹配到第二实阻抗；第二带通切比雪夫匹配网络的输入端为输出匹配网络的输入端，输出端连接低通切比雪夫匹配网络的输入端；

25、低通切比雪夫匹配网络，用于将第二实阻抗匹配到负载阻值；低通切比雪夫匹配网络的输出端为输出匹配网络的输出端。

26、进一步，通过以下方式设计得到所述第二带通切比雪夫匹配网络的设计架构：

27、对晶体管的最佳负载阻抗的共轭进行阻抗转换，得到对应的转换实阻抗和转换电容；

28、基于带通切比雪夫匹配方式，处理最佳负载阻抗的共轭对应的转换实阻抗和转换电容，得到待匹配实阻抗、以及匹配网络中各阶电路；该待匹配实阻抗为所述第二实阻抗；各阶电路由电容和电感组成；

29、按照从晶体管的漏极向右、阶次由低到高的顺序依次组织除第一阶电路中的电容以外的各阶电路，得到第二带通切比雪夫匹配网络的设计架构。

30、进一步，通过以下方式设计得到第二寄生电容补偿网络的设计架构：

31、将第二带通切比雪夫匹配网络的第一阶电路中的电容和晶体管的漏极寄生电容的补偿电容并联，得到第二寄生电容补偿网络的设计架构。

32、进一步，处理转换实阻抗和转换电容，得到待匹配实阻抗、以及匹配网络中各阶电路，执行：

33、根据公式(1)计算匹配网络中第1阶到第n+1阶元素的归一化值；

34、

35、其中，gr表示第r阶元素的归一化值，r取1到n；n表示带通切比雪夫匹配网络的阶次最大值；a和b为切比雪夫多项式中的两个未知参数；当n取3时，根据公式(2)和(3)确定sinha和sinhb；当n取4时，根据公式(2)和(4)确定sinha和sinhb；

36、

37、其中，r、c分别表示转换实阻抗、转换电容，wh、wl分别表示上限截止频率的角频率、下限截止频率的角频率；

38、

39、

40、根据公式(5)，得到待匹配实阻抗r1：

41、r1＝gn+1*r                  (5)

42、根据公式(6)和(7)，计算各阶元素的反归一化值；其中，

43、奇数阶元素的反归一化值指奇数阶电路中的电容，第x阶电路中电容cx的取值为：

44、

45、x取1到n中的奇数；

46、偶数阶元素的反归一化值指偶数阶电路中的电感，第y阶电路中电感ly的取值为：

47、

48、y取1到n中的偶数；

49、根据公式(8)和(9)，对各阶元素的反归一化值进行带通匹配；其中，

50、奇数阶元素的反归一化值的带通匹配结果指奇数阶电路中的电感，第x阶电路中电感lx的取值为：

51、

52、偶数阶元素的反归一化值的带通匹配结果指偶数阶电路中的电容，第y阶电路中电容cy的取值为：

53、

54、与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：

55、本实施例提供的一种多倍频程带宽的功率放大器，具备如下效果：

56、(1)本实施例通过t型网络设计，能够有效减少微带线节数、从而减小整体电路的体积；

57、(2)本实施例中的多倍频程带宽的功率放大器工作于深ab类工作状态，从而保证整体电路的线性度维持一定水平；

58、(3)本实施例在现有切比雪夫匹配方法的基础上进行了改进，将简化算法程序化，在设计范围内可实现任意频段的复阻抗到实阻抗的匹配，有效解决了复阻抗到实阻抗匹配过程复杂度高、效率低的问题；

59、(4)本实施例中采用带通切比雪夫匹配网络方法与低通切比雪夫匹配方法结合，可以实现多倍频程带宽。

60、本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。