一种MCU芯片及其RC振荡器的制作方法

一种mcu芯片及其rc振荡器
技术领域
1.本发明涉及单片机技术领域，具体为一种用于mcu芯片及其rc振荡器。


背景技术：

2.微控制单元(mcu)是一种将中央处理器(cpu)的频率与规格做适当缩减，并将内存、计数器、usb、a/d转换接口、plc接口、lcd驱动电路、振荡器等整合在同一芯片上的计算机装置，又称单片微型计算机或单片机，可广泛应用在手机、电脑、遥控器、汽车、机械手等场合实现不同组合控制。
3.振荡器在mcu中一般作为时钟使用，目前常用振荡器电路有晶体振荡器、环形振荡器、lc振荡器和rc振荡器。其中，晶体振荡器精度高，受温度和电压影响小，但所需的石英晶体体积以及成本较高，难以集成到芯片内部；环形振荡器电路简单且方便集成，面积成本均很小，但易受温度和电源电压影响，频率稳定性也较差；lc振荡器具有比较好的温度特性和电压特性，但在芯片中，电感l和电容c占的面积较大，芯片成本高，不易集成；rc振荡器可集成到芯片内部，面积成本都较小，但也容易受到温度及电源电压的影响。


技术实现要素：

4.针对现有技术中存在的mcu芯片的rc振荡器容易受到温度与电源电压影响的问题，本发明提供了一种mcu芯片及其rc振荡器，其不易受到温度与电源电压影响，可提高频率稳定性。
5.为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
6.一种高精度低温漂电流产生电路，其特征在于，其包括顺次连接的基准电流源电路、负反馈运算放大器，所述基准电流源电路用于输出基准电流i1，所述负反馈运算放大器的正输入端输入第一带隙基准电压，第一带隙基准电压由外部的带隙基准电压电路产生，所述负反馈运算放大器用于对所述基准电流源电路中的电流值进行调节；所述基准电流源电路包括第一开关单元、电阻分压单元、第二开关单元，所述第一开关单元用于对所述电阻分压单元的电阻进行控制，所述电阻分压单元用于对电流进行一次调节，获得第一基准电流i，所述第二开关单元用于对所述电阻分压单元输出的电流进行二次调节，获得所述基准电流i1，所述第一开关单元还包括mos管m27～m30，所述电阻分压单元包括若干依次串联的电阻r1～r10，所述电阻r1、r3、r5、r7、r9为负温度系数电阻，所述电阻r2、r4、r6、r8、r10为正温度系数电阻，所述mos管27的漏极连接于所述电阻r2与电阻r3之间，所述mos管m28的漏极连接于所述电阻r4与电阻r5之间，所述mos管m29的漏极连接于所述电阻r6与电阻r7之间，所述mos管m30的漏极连接于所述电阻r8与电阻r9之间，所述mos管m27～m30通过4bit数字控制信号rtrim[3：0]控制，所述第二开关单元包括mos管m1～m25，所述mos管m1～m18为低压共源共栅结构，所述mos管m19～m25为用于所述第一基准电流i调节的开关管，所述mos管m19～m25通过7bit数字控制信号itrim[6：0]控制；所述负反馈运算放大器的负输入端及输出端连接于所述电阻分压单元与所述第二开关单元之间。
[0007]
其进一步特征在于，
[0008]
所述电阻r1、r3、r5、r7、r9为无金属硅化物p-多晶硅电阻，所述电阻r2、r4、r6、r8、r10为无金属硅化物的p+扩散区电阻；
[0009]
所述4bit数字控制信号rtrim[3:0]包括：rtrim[0]～rtrim[3]，所述7bit数字控制信号itrim[6:0]包括：itrim[0]～itrim[6]，在所述mos管m19～m25的栅极分别输入数字控制信号itrim[0]～itrim[6]，在所述mos管m27～m28的栅极分别输入数字控制信号rtrim[0]～rtrim[3]；
[0010]
所述第一开关单元与所述电阻分压单元的具体连接结构为：所述mos管m27的漏极分别连接电阻r2、r3一端，所述电阻r3另一端连接电阻r4一端，所述电阻r4另一端分别连接mos管m28漏极、电阻r5一端，所述电阻r5另一端连接电阻r6一端，所述电阻r6另一端分别连接mos管m29漏极、电阻r7一端，所述电阻r7另一端连接电阻r8一端，所述电阻r8另一端分别连接电阻r9一端、mos管m30漏极，所述电阻r9另一端连接电阻r10一端，所述电阻r10另一端、mos管m27～m30源极均接地，所述电阻r2另一端连接电阻r1一端，所述电阻r1另一端分别连接mos管m26源极、比较器p2的反相输入端，所述负反馈运算放大器的正向输入端输入第一带隙基准电压；
[0011]
所述mos管m27～m30均为nmos管；
[0012]
所述第一带隙基准电压为200mv；
[0013]
所述第二开关单元的具体电路结构为：所述mos管m1、m3、m5、m7、m9、m11、m13、m15、m17的源极均连接电压源vcc，所述mos管m1的栅极分别连接所述mos管m3、m5、m7、m9、m11、m13栅极、m15、m17栅极、mos管m2漏极、mos管m26漏极，所述mos管m1漏极连接所述mos管m2源极，所述mos管m2栅极分别连接电压源vb、mos管m4、m6、m8、m10、m12、m14、m16、m18栅极，所述mos管m3漏极连接所述mos管m4源极，所述mos管m5漏极连接mos管m19源极，所述mos管m19漏极连接所述mos管m6源极，所述mos管m7漏极连接所述mos管m20源极，所述mos管m20漏极连接所述mos管m8源极，所述mos管m9漏极连接mos管m21源极，所述mos管m21漏极连接所述mos管m10源极，所述mos管m11漏极连接mos管m22源极，所述mos管m22漏极连接所述mos管m12源极，所述mos管m13漏极连接mos管m23源极，所述mos管m23漏极连接mos管m14源极，所述mos管m15漏极连接mos管m24源极，所述mos管m24漏极连接mos管m16源极，所述mos管m17漏极连接mos管m25源极，所述mos管m25漏极连接mos管m18源极，所述mos管m4、m6、m8、m10、m12、m14、m16、m18的漏极相连后输出所述基准电流i1；
[0014]
所述mos管m1～m25均为pmos管；
[0015]
所述电压源vcc为1.5v，所述电压源vcc由依次连接的带隙基准电压电路及ldo电路产生；
[0016]
所述低压共源共栅结构指：该结构使得mos管m1和mos管m2以及各镜像支路中的mos管m3～m18消耗的电压余度最小，能够适用于电压源vcc范围为1.35v～1.65v的电路中。
[0017]
一种电流调节方法，该方法应用了上述高精度低温漂电流产生电路，其特征在于，电流调节的具体步骤包括：s1、通过4bit数字控制信号rtrim[3：0]对第一开关单元中的mos管m27～m30的开启或关闭进行控制，实现电阻分压单元中正温度系数电阻与负温度系数电阻r1～r10的接入数量调节，实现电阻分压单元中电阻值调节及输出电流调节，获得一次调节后的第一基准电流i；
[0018]
s2、通过第二分压单元中共源共栅结构的mos管m1～m18，形成并列的镜像支路，各镜像支路对所述第一基准电流i进行复制，同时通过7bit数字控制信号itrim[6:0]对mos管m19～m25的开启或关闭的控制，实现第一基准电流i的二次调节，使第二开关单元的输出端输出二次调节后的基准电流i1。
[0019]
一种rc振荡器，其包括电容c1、c2，其特征在于，其还包括电流产生电路、反相器、比较器、d触发器，所述电流产生电路的输出端分别连接电容c1一端、反相器的pmos管的源端，所述反相器的输出端分别连接电容c2一端、比较器的同向输入端，所述比较器的反向输入端输入第二带隙基准电压，所述比较器的输出端分别连接所述反相器的输入端、d触发器的时钟控制端，所述d触发器的输出端即所述rc振荡器的输出端irout，所述电流产生电路用于生成基准电流i1，所述电容c1用于存储基准电流i1的充放电荷，所述电容c2用于对所述反相器输出电压v3进行充放电，所述反相器用于对所述比较器输出的电压进行反相，所述比较器用于将所述电容c2的电压值与所述参考电压进行比较，所述d触发器用于对所述比较器的输出频率进行分频与整形处理。
[0020]
其进一步特征在于，
[0021]
所述反相器由pmos管m31与nmos管m32构成，所述pmos管m31的源极分别连接所述电流产生电路的输出、电容c1一端，所述pmos管m31的栅极分别连接所述nmos管m32的栅极、比较器的输出端、d触发器的输入端以及时钟控制端，所述mos管m31的漏极分别连接所述nmos管m32漏极、电容c2一端、比较器的同相输入端；
[0022]
所述第二带隙基准电压由带隙基准电压电路产生，所述第二带隙基准电压为1v。
[0023]
一种应用上述rc振荡器的mcu芯片，其特征在于，所述mcu芯片包括上述rc振荡器。
[0024]
采用本发明上述结构可以达到如下有益效果：
[0025]
该rc振荡器的基准电流i1由电流产生电路提供，电流产生电路以及rc振荡器中的电源由外部的依次连接的带隙基准电压电路及ldo电路提供，通过带隙基准电压电路对电源电压进行分压调节后再提供给rc振荡器，带隙基准电压电路不受电源电压和温度影响，从而降低了电源电压和温度对rc振荡器的影响，提高了rc振荡器的频率稳定性。
附图说明
[0026]
图1为本发明rc振荡器的电路原理图；
[0027]
图2为本发明电流产生电路的电路原理图；
[0028]
图3为本发明rc振荡器输出频率的仿真效果图。
具体实施方式
[0029]
以下提供了不同的实施方式或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或参考字母，这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施方式和/或设置之间的关系。此外，本发明提供了的各种特定的工艺和材料的例子，但是本领域普通技术人员可以意识到其他工艺的应用和/或其他材料的使用。
[0030]
随着集成电路快速发展，集成电路对振荡器性能提出了更高的要求。目前常用振
荡器有晶体振荡器、环形振荡器、lc振荡器和rc振荡器，其中，rc振荡器广泛应用于mcu中。传统rc振荡器的电源主要由电源电压直接提供，但rc振荡器的工作频率容易受到温度与电源电压影响，降低了工作频率的稳定性。针对现有技术中存在的rc振荡器容易受到温度与电源电压影响，频率稳定性低的问题，本发明提供了一种高精度低温漂rc振荡器，本技术的rc振荡器首先通过依次连接的带隙基准电压电路以及ldo电路提供一个稳定的电压源，带隙基准电压电路不易受电源电压和温度的影响，从而降低了电压电压和温度对rc振荡器的影响。其次，通过电流产生电路提供修调后的基准电流i1，电流产生电路具有温度补偿与修调(调节)作用，能够有效降低电源电压和温度对rc振荡器的影响，提高频率的稳定性和精度。
[0031]
图2提供了一种高精度低温漂电流产生电路的具体实施例，该电流产生电路包括顺次连接的基准电流源电路、负反馈运算放大器2，基准电流源电路用于输出基准电流i1，负反馈运算放大器2的正输入端输入第一带隙基准电压，第一带隙基准电压为200mv，本实施例中第一带隙基准电压由外部的带隙基准电压电路产生，负反馈运算放大器2的负输入端及输出端连接于基准电流源电路中，负反馈运算放大器2用于对基准电流源电路中的电流值进行调节。
[0032]
本实施例中，基准电流源电路包括第一开关单元10、电阻分压单元11、第二开关单元12，第一开关单元10与电阻分压单元11连接，第一开关单元10用于对电阻分压单元11的电阻进行控制，第一开关单元10包括mos管m27～m30，电阻分压单元11包括若干依次串联的电阻r1～r10，电阻r1、r3、r5、r7、r9为无金属硅化物p-多晶硅电阻(即负温度系数电阻)，电阻r2、r4、r6、r8、r10为无金属硅化物的p+扩散区电阻(即正温度系数电阻)，mos管27的漏极连接于电阻r2与电阻r3之间，mos管m28的漏极连接于电阻r4与电阻r5之间，mos管m29的漏极连接于电阻r6与电阻r7之间，mos管m30的漏极连接于电阻r8与电阻r9之间，通过4bit数字控制信号rtrim[3:0]对mos管m27～m30进行控制，4bit数字控制信号rtrim[4]为rtrim[0]～rtrim[3]，在mos管m27～m28的栅极分别输入数字控制信号rtrim[0]～rtrim[3]；负反馈运算放大器包括mos管m1～m25，mos管m1～m18为共源共栅结构，mos管m19～m25为用于第一基准电流i调节的开关管，通过7bit数字控制信号itrim[6:0]对mos管m19～m25进行控制，在mos管m19～m25的栅极分别输入数字控制信号itrim[0]～itrim[6]。
[0033]
第一开关单元10与电阻分压单元11的具体电路结构为：mos管m27的漏极分别连接电阻r2、r3一端，电阻r3另一端连接电阻r4一端，电阻r4另一端分别连接mos管m28漏极、电阻r5一端，电阻r5另一端连接电阻r6一端，电阻r6另一端分别连接mos管m29漏极、电阻r7一端，电阻r7另一端连接电阻r8一端，电阻r8另一端分别连接电阻r9一端、mos管m30漏极，电阻r9另一端连接电阻r10一端，电阻r10另一端、mos管m27～m30源极均接地，电阻r2另一端连接电阻r1一端，电阻r1另一端分别连接mos管m26源极、负反馈运算放大器的反相输入端，负反馈运算放大器的正向输入端输入第一带隙基准电压；本实施例中，mos管m27～m30均为nmos管，第一带隙基准电压为200mv。
[0034]
第二开关单元12的具体电路结构为：mos管m1、m3、m5、m7、m9、m11、m13、m15、m17源极分别连接电压源vcc，电压源vcc为1.5v。mos管m1的栅极分别连接mos管m3、m5、m7、m9、m11、m13栅极、m15、m17栅极、mos管m2漏极、mos管m26漏极，mos管m1漏极连接mos管m2源极，mos管m2栅极分别连接电压源vb、mos管m4、m6、m8、m10、m12、m14、m16、m18栅极，mos管m3漏极
连接mos管m4源极，mos管m5漏极连接mos管m19源极，mos管m19漏极连接mos管m6源极，mos管m7漏极连接mos管m20源极，mos管m20漏极连接mos管m8源极，mos管m9漏极连接mos管m21源极，mos管m21漏极连接mos管m10源极，mos管m11漏极连接mos管m22源极，mos管m22漏极连接mos管m12源极，mos管m13漏极连接mos管m23源极，mos管m23漏极连接mos管m14源极，mos管m15漏极连接mos管m24源极，mos管m24漏极连接mos管m16源极，mos管m17漏极连接mos管m25源极，mos管m25漏极连接mos管m18源极，mos管m4、m6、m8、m10、m12、m14、m16、m18的漏极相连后输出基准电流i1；mos管m1～m25均为pmos管。
[0035]
应用上述高精度低温漂电流产生电路对电流进行调节，电流调节的具体步骤包括：s1、通过4bit数字控制信号rtrim[3：0]对第一开关单元中的mos管m27～m30的开启或关闭进行控制，实现电阻分压单元中正温度系数电阻与负温度系数电阻r1～r10的接入数量调节，实现电阻分压单元中电阻值调节及输出电流调节，获得一次调节后的第一基准电流i；
[0036]
s2、通过第二分压单元中共源共栅结构的mos管m1～m18，形成并列的镜像支路，mos管m3、m4为第一镜像支路，mos管m5、m6为第二镜像支路，mos管m7、m8为第三镜像支路，mos管m9、m10为第四镜像支路，mos管m11、m12为第五镜像支路，mos管m13、m14为第六镜像支路，mos管m15、m16为第七镜像支路，mos管m17、m18为第八镜像支路，各镜像支路对mos管m1、m2的电流进行复制，同时通过7bit数字控制信号itrim[6:0]对mos管m19～m25的开启或关闭的控制，实现第一基准电流i的二次调节，第二开关单元的输出端输出二次调节后的基准电流i1，基准电流i1为各镜像支路的电流之和。
[0037]
该电流产生电路的基准电流源电路中包含有正温度系数电阻、负温度系数电阻，通过第一开关单元对串联的正温度系数电阻与负温度系数电阻调节，使整个电流产生电路获得温度补偿，从而获得高精度的低温漂基准电流i1，在25℃室温条件下，采用本技术基准电流源电路后，基准电流i1为0温漂。该基准电流源电路中包含有开关管mos管m27～m30，通过4bit数字控制信号rtrim[3：0]对mos管m27～m30的开启或关闭进行控制，实现分压电路中实际工作电阻数量的调节，使电阻分压单元的输出端输出第一基准电流i，从而实现电流的一次调节，满足不同电流产生需求，提高了该电流产生电路的使用灵活性和适用范围。
[0038]
该电流产生电路还包含有第二开关单元，第二开关单元通过共源共栅结构的mos管m1～m18，对第一基准电流i准确复制，并通过7bit数字控制信号itrim[6:0](即itrim[0]～itrim[6])来控制每条镜像电路支路中mos管的开启和关闭，实现第一基准电流i大小的二次调节，获得基准电流i1，该调节为频率的细修调，从而提升了该电流产生电路输出的基准电流i1的准确度，以满足后续电路对基准电流i1的高精度要求。
[0039]
将上述高精度低温漂的电流产生电路以及电流调节方法应用于rc振荡器，见图1，rc振荡器包括电容c1、c2、电流产生电路、反相器、比较器、d触发器，电流产生电路的输出端分别连接电容c1一端、反相器的pmos管的源端，反相器的输出端分别连接电容c2一端、比较器的同向输入端，比较器的反向输入端输入第二带隙基准电压，第二带隙基准电压由带隙基准电压电路产生，电压值为1v，比较器的输出端分别连接反相器的输入端、d触发器的输入端，d触发器的输出端即rc振荡器的输出端irout，电流产生电路用于生成基准电流i1，电容c1用于存储基准电流i1的充放电荷，电容c2用于对反相器输出电压v3进行充放电，电容c1、c2的值影响充放电荷的速度。反相器用于对比较器输出的电压进行反相，比较器用于将
电容c2的电压值与参考电压进行比较，d触发器用于对比较器的输出频率进行分频与整形处理。
[0040]
反相器由pmos管m31与nmos管m32构成，pmos管m31的源极分别连接电流产生电路的输出、电容c1一端，pmos管m31的栅极分别连接nmos管m32的栅极、比较器的输出端、d触发器的时钟控制端，mos管m31的漏极分别连接nmos管m32漏极、电容c2一端、比较器的同相输入端。
[0041]
一种应用上述rc振荡器的mcu芯片，mcu芯片包括rc振荡器。
[0042]
rc振荡器的基准电流i1由电流产生电路提供，电流产生电路中的电阻分压单元以及第一开关单元、第二开关单元的综合作用，有利于降低电源电压和温度的影响，另外，本技术rc振荡器中的电源由外部的依次连接的带隙基准电压电路及ldo电路提供，通过带隙基准电压电路对电源电压进行分压调节后再提供给rc振荡器，带隙基准电压电路不受电源电压和温度影响，从而降低了电源电压和温度对rc振荡器的影响，提高了rc振荡器的频率稳定性。
[0043]
采用本技术rc振荡器结构后，在温度-40摄氏度到80摄氏度之间，相比较于27摄氏度下的频率，变化范围在1％以内。当rc振荡器的电压在1.35v至1.65v之间变化时，频率变化也小于1％。且修调范围广，能够实现18m～46m频率之间的选择。如图3所示，图3给出了本技术rc振荡器输出频率的仿真效果，图3中横轴表示时间(time)，纵轴a表示振荡器输出电压v，纵轴b表示rc振荡器的输出频率(frequency)，从图3中可以看出，在电路稳定之后，频率变化小于1mhz，因此，rc振荡器受电源电压和温度影响较小，rc振荡器工作频率也比较稳定。
[0044]
以上的仅是本技术的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。