基于谐波调控的J类分布式功率放大器及其优化方法与流程

基于谐波调控的j类分布式功率放大器及其优化方法
技术领域
1.本发明涉及一种超宽带功率放大器，具体通过建立j类分布式功放电路架构，提出一种基于人工传输线谐波阻抗优化的高倍频程高效率分布式放大器及其设计方法。


背景技术：

2.随着世界通讯技术的快速发展革新以及军事作战系统覆盖领域的不断扩大，通信系统所处的电磁环境变得日益复杂，超宽带技术由于其高速率、高隐秘性、高穿透能力、抗干扰、低成本等优势在通信、测试领域占据重要地位，广泛应用于电子对抗、军事通信、无线通信测试系统、电磁兼容(electro magnetic compatibility,emc)测试系统等。根据香农定理，带宽的增加会带来通信容量的线性增加，而通过增加功率的方式来提高通信容量，需付出的代价将成指数倍增长。超宽带技术作为一种新型、高速、短距离无线技术，所使用的带宽可达数个倍频程，在频谱资源压力与日剧增的情况下，超宽带技术开辟出一条全新的频谱资源利用道路。
3.整个射频链路中，发射末端的功放一直是影响链路效率、功率、增益等关键指标的重要设备之一。近年来，电子战、emc测试系统、无线通信测试系统等应用均对功放提出了超带宽、高效率、高功率、高集成化等要求。作为第三代半导体材料的氮化镓因其高功率密度，良好的散热性能与抗干扰能力，优良的高频特性，成为制作超宽带单片微波集成功放的首选。
4.如今，基于氮化镓工艺的单片微波集成电路(monolithic microwave integrated circuit,mmic)正在被逐步引入到商用射频微波系统中。对于功放而言，通常其工作频率范围达到几个倍频程时被称为超宽带功放。超宽带功放应用于射频系统中时，需要在宽频带上获得适当且平坦的增益，因此分布式放大器(distributed amplifier，da)应运而生。分布式放大器的栅极线电感和漏极线电感与功放器件的栅漏电容和漏源电容构成人工传输线，能够在极宽的频带上实现平坦增益，且非常适合单片集成，因此单片集成氮化镓超宽带分布式功放的建模、设计与工艺的研究均是当前热点，图1为传统非对称分布式功率放大器(non-uniform distributed amplifier，nda)的电路结构拓扑。然而，相比于窄带功放，如此宽频带的工作场合给电路和系统的设计带来了诸多挑战，尤其是功放的设计，其主要指标如输出功率(p
out
)、增益(gain)和功率附加效率(power added efficiency，pae)等一直难以提升。


技术实现要素：

5.本发明的目的是为了解决分布式放大器中因部分输出信号反向传输的损耗、最佳负载阻抗的频变特性、不同位置晶体管的不均匀驱动状态等导致的放大器输出功率、效率与增益较低的问题，而提供一种基于人工传输线谐波阻抗优化的高倍频程高效率分布式放大器及其优化方法。
6.本发明基于谐波调控的分布式功率放大器包括输入人工均匀传输线、输出人工非
均匀传输线和多个增益单元，输出人工非均匀传输线的两端口连接有电抗式终端(l1和l2)，在每个增益单元中晶体管的栅极上连接有rc并联谐振电路。
7.本发明根据物理基精准大信号功率管模型，完成各晶体管输入输出电容以及输出阻抗等参量的提取，并设计出输入输出人工传输线和电抗式终端网络，实现晶体管的阻抗匹配以及良好的端口电压驻波系数分布式架构的使用大大拓展了功率放大器的工作带宽。
8.本发明功率合成的j类分布式超宽带功率放大器包括两个基于谐波调控的分布式功率放大器、功率分配网络、功率合成网络和j类放大器输出匹配网络，功率分配网络的两端口分别与两个基于谐波调控的分布式功率放大器的输入人工均匀传输线耦合，两个基于谐波调控的分布式功率放大器的输出人工非均匀传输线采用功率合成网络耦合，功率合成网络与j类放大器输出匹配网络级联。
9.本发明混合级联式多倍频程j类分布式功率放大器包括驱动级功率放大单元、(集总式)宽带匹配网络和功率合成的j类分布式超宽带功率放大器，沿信号传输方向依次级联驱动级功率放大单元、宽带匹配网络和功率合成的j类分布式超宽带功率放大器，其中驱动级功率放大单元由负反馈网络与共源-共栅-共栅三级堆叠结构并联组成。
10.本发明基于谐波调控的分布式功率放大器的优化方法按照以下步骤实现：
11.步骤一、将工作频段分为δf1、δf2和δf3，设置基频为f1(f1∈δf1)，采用负载牵引得到最佳基波负载阻抗z
10
，同时z
10
将作为δf2频段内频点的二次或三次固定谐波负载阻抗，f1的j类模式二次谐波负载阻抗由下式(1.1)计算得到：
[0012][0013]
其中，v
dd
是电源电压，vk是晶体管的膝电压，i
max
是晶体管的最大漏极电流，-1≤α≤1是常量参数，r
optb
＝2(v
dd-vk)/i
max
是b类pa(射频功率放大器)的基波最佳负载阻抗；
[0014]
步骤二、设置基波为f2(f2∈δf2，f1＝2f2)，将z
10
固定为二次谐波负载阻抗，即z
22
＝z
10
，进行负载牵引，得到最佳基波负载阻抗z
20
，z
20
受二次谐波负载阻抗z
22
影响；
[0015]
步骤三、设置基频为f3(f3∈δf3，f1＝3f3)，将z
10
固定为三次谐波负载阻抗，即z
33
＝z
10
，将z
20
固定为二次谐波负载阻抗，即z
32
＝z
20
，进行负载牵引，得到最佳基波负载阻抗z
30
，z
30
受二次谐波负载阻抗z
32
和三次谐波负载阻抗z
33
影响；
[0016]
步骤四、将最佳基波阻抗代入下式中计算漏极线阻抗初值：
[0017]gcd(1)
＝g
opt(1)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1.2)
[0018][0019]
其中，g
cd(1)
为第1节漏极线的最佳特征电导，g
opt(1)
为第1级晶体管的最佳基波电导，g
cd(n)
为第n节漏极线的最佳特征电导，g
dl
为漏极端接电阻，g
opt(n)
＝1/r
opt(n)
＝re(z
opt(n)
)为第n级晶体管的最佳基波电导，g
opt(k)
为第k级晶体管的最佳基波电导；
[0020]
栅极线阻抗初值由下式确定：
[0021]
[0022]
其中，g
cg(i)
为第i节栅极线的最佳特征电导，g
in(k)
为第k级晶体管的输入电导；
[0023]
此外，栅极线电长度与漏极线电长度满足以下关系，式中θ
cg(i)
为第i节栅极线的电长度，θ
cd(i)
为第i节漏极线的电长度：
[0024]
θ
cg(i)
＝θ
cd(i)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1.5)
[0025]
步骤五：将δf1频段的二次谐波阻抗端接至纯电抗部分，实现j类工作模式，调节栅极线和漏极线电长度，在满足θ
cg(i)
＝θ
cd(i)
的条件下引入电抗以抵消最佳基波阻抗的虚部分量，完成基于谐波调控的分布式功率放大器的优化。
[0026]
本发明根据高精度物理基模型分析宽带晶体管寄生参量，设计基于谐波调控综合方法的高倍频程高效率j类非均匀分布式功放。该j类非均匀分布式功放与传统功放相比具有效率高、功率大、带宽大的优势：第一、非均匀分布式放大器能精准控制每一级阻抗，减小人工传输线损耗；第二、超宽带功率合成实现了大功率输出，保证了单片的高功率密度；第三、基于负载牵引的谐波调控综合技术应用于分布式放大器中，首次在传统分布式放大器的基础上引入j类放大器匹配网络，在保持超宽带工作的前提下有效提高了效率。
[0027]
本发明基于负载牵引方法利用谐波调控技术，提出了一种超宽带j类功放谐波阻抗调控方法和j类分布式放大器设计方法；在nda终端开路结构加入纯电抗式终端网络，既能改善端口特性提高系统稳定性，又能将终端网络结构融入匹配网络，提高电路利用率；通过三级堆叠结构和并联负反馈网络、输入端口串联一阶均衡器匹配网络实现高性能驱动级。最终实现的功率放大器具有大功率、高效率、超宽带、高增益、高集成度的特点。
[0028]
本发明基于精准asm(advanced spice model)物理基模型研究基础，设计多倍频程高性能分布式放大器，包括改进nda结构下紧凑型超宽带高平衡性功率合成器电路、负载牵引下j类分布式放大器电路以及混合级联驱动放大器电路，根据电路模型从基本理论架构分析电路原理并优化电路设计。具体包括：采用纯电抗终端网络改进型nda提高输入、输出特性；通过研究耦合抽头电感结构实施建模，有效实现超小型化、超宽带、高平衡性功率合成器的设计；利用谐波负载牵引技术，有效实现b类偏置的功放谐波阻抗优化，构建高效率j类分布式放大器电路；优化人工传输线高频段特性阻抗复数特性实现j类分布式放大器的谐波调控；优化输出匹配网络实现高效率谐波调控与最大输出功率的折中处理；设计负反馈式电抗宽带放大器作为驱动级，通过混合式级联方法以较小的尺寸获得极高的系统增益指标。
[0029]
本发明使得使用单个功放芯片执行多频带发射成为可能，可以减少物理空间和系统复杂性，拓展芯片应用范围，同时适用于军民两种应用场合。解决国内产能不足等问题，具有很高的社会价值。同时，单片集成的超宽带功率放大器芯片可以很好的控制成本，远低于目前市售同类型模块的价格，有较高的经济价值。
附图说明
[0030]
图1是传统nda的电路结构拓扑示意图；
[0031]
图2是具体实施方式一所述的基于谐波调控的分布式功率放大器的电路架构图；
[0032]
图3是具体实施方式二所述的功率合成的j类分布式超宽带功率放大器的电路架构图；
[0033]
图4是具体实施方式三所述的混合级联式多倍频程j类分布式功率放大器的电路
架构图；
[0034]
图5是实施例中基于谐波调控的分布式功率放大器小信号测试图，其中a代表回波损耗，b代表增益；
[0035]
图6是实施例中基于谐波调控的分布式功率放大器大信号测试图，其中
■
代表输出功率，
▲
代表增益，—代表效率。
具体实施方式
[0036]
具体实施方式一：本实施方式基于谐波调控的分布式功率放大器包括输入人工均匀传输线1、输出人工非均匀传输线2和多个增益单元3，输出人工非均匀传输线2的两端口连接有电抗式终端4(l1和l2)，在每个增益单元3中晶体管的栅极上连接有rc并联谐振电路。
[0037]
具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是输出人工非均匀传输线2的输出端连接有j类(放大器输出)匹配网络。
[0038]
具体实施方式三：本实施方式功率合成的j类分布式超宽带功率放大器包括两个基于谐波调控的分布式功率放大器、功率分配网络5、功率合成网络6和j类放大器输出匹配网络11，功率分配网络5的两端口分别与两个基于谐波调控的分布式功率放大器的输入人工均匀传输线1耦合，两个基于谐波调控的分布式功率放大器的输出人工非均匀传输线2采用功率合成网络6耦合，功率合成网络6与j类放大器输出匹配网络11级联。
[0039]
本实施方式将两路改进的nda在输出端口进行宽频功率合成。本发明采用基于抽头耦合电感的集总式功率分配器与功率合成器解决传统功率合成中面积大、带宽窄等问题，采用平面薄膜电感耦合技术减小所需电感量，获得小尺寸无源器件。
[0040]
具体实施方式四：本实施方式混合级联式多倍频程j类分布式功率放大器包括驱动级功率放大单元、(集总式)宽带匹配网络7和功率合成的j类分布式超宽带功率放大器，沿信号传输方向依次级联驱动级功率放大单元、宽带匹配网络7和功率合成的j类分布式超宽带功率放大器，其中驱动级功率放大单元由负反馈网络8与共源-共栅-共栅三级堆叠结构9并联组成。
[0041]
本实施方式将功率合成的j类分布式超宽带功率放大器作为输出级，同时设计集成小型化负反馈电抗式驱动宽带功放，采用混合级联方法实现mmic功放的高功率高增益输出。在驱动级功放中，晶体管采用共源-共栅-共栅三级堆叠结构获得了更高的更平坦的增益和带宽，从而得到更高的增益带宽积；采用并联式负反馈网络结构，网络中的串联电阻和串联电抗改善了大带宽下的增益平坦度和晶体管的稳定性；在输入端口串联一阶均衡器作为增益补偿网络，以获得优良的宽带匹配性和增益一致性。同时，应用集总式宽带匹配网络实现电抗式和分布式放大器的混合级联，实现超宽带下的高增益mmic功放。
[0042]
具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式四不同的是在信号输入端和驱动级功率放大单元之间耦合有增益补偿网络10。
[0043]
具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式五不同的是增益补偿网络10为一阶均衡器。
[0044]
具体实施方式七：本实施方式基于谐波调控的分布式功率放大器的优化方法按照以下步骤实施：
[0045]
步骤一、将工作频段分为δf1、δf2和δf3，设置基频为f1(f1∈δf1)，采用负载牵
引得到最佳基波负载阻抗z
10
，同时z
10
将作为δf2频段内频点的二次或三次固定谐波负载阻抗，f1的j类模式二次谐波负载阻抗由下式(1.1)计算得到：
[0046][0047]
其中，v
dd
是电源电压，vk是晶体管的膝电压，i
max
是晶体管的最大漏极电流，-1≤α≤1是常量参数，r
optb
＝2(v
dd-vk)/i
max
是b类pa(射频功率放大器)的基波最佳负载阻抗；
[0048]
步骤二、设置基波为f2(f2∈δf2，f1＝2f2)，将z
10
固定为二次谐波负载阻抗，即z
22
＝z
10
，进行负载牵引，得到最佳基波负载阻抗z
20
，z
20
受二次谐波负载阻抗z
22
影响；
[0049]
步骤三、设置基频为f3(f3∈δf3，f1＝3f3)，将z
10
固定为三次谐波负载阻抗，即z
33
＝z
10
，将z
20
固定为二次谐波负载阻抗，即z
32
＝z
20
，进行负载牵引，得到最佳基波负载阻抗z
30
，z
30
受二次谐波负载阻抗z
32
和三次谐波负载阻抗z
33
影响；
[0050]
步骤四、将最佳基波阻抗代入下式中计算漏极线阻抗初值：
[0051]gcd(1)
＝g
opt(1)
(1.2)
[0052][0053]
其中，g
cd(1)
为第1节漏极线的最佳特征电导，g
opt(1)
为第1级晶体管的最佳基波电导，g
cd(n)
为第n节漏极线的最佳特征电导，g
dl
为漏极端接电阻，g
opt(n)
＝1/r
opt(n)
＝re(z
opt(n)
)为第n级晶体管的最佳基波电导，g
opt(k)
为第k级晶体管的最佳基波电导；
[0054]
栅极线阻抗初值由下式确定：
[0055][0056]
其中，g
cg(i)
为第i节栅极线的最佳特征电导，g
in(k)
为第k级晶体管的输入电导；
[0057]
此外，栅极线电长度与漏极线电长度满足以下关系，式中θ
cg(i)
为第i节栅极线的电长度，θ
cd(i)
为第i节漏极线的电长度：
[0058]
θ
cg(i)
＝θ
cd(i)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1.5)
[0059]
步骤五：将δf1频段的二次谐波阻抗端接至纯电抗部分，实现j类工作模式，调节栅极线和漏极线电长度，在满足θ
cg(i)
＝θ
cd(i)
的条件下引入电抗以抵消最佳基波阻抗的虚部分量，完成基于谐波调控的分布式功率放大器的优化。
[0060]
本实施方式可将人工传输线在高频端不可忽略的虚部分量吸收进j类放大器输出匹配网络，从而获得低损耗、大带宽和高效率的谐波调控j类分布式放大器。
[0061]
本实施方式利用负载牵引技术对高次谐波优化得出高次谐波对输出功率和效率的影响；第二，分析改进nda高频基波和低频谐波阻抗对输出效率和功率影响的关系；第三，根据谐波基波阻抗调配模型分析j类超宽频功放各谐波阻抗和基波阻抗对输出功率和效率的影响，根据分析结果得出影响j类超宽带功放效率与功率数学模型的关键参数，关键参数包括各级晶体管基波阻抗、谐波阻抗、端接负载、工作模式等；第四，根据上述关键参数设计j类分布式功放电路架构，将人工传输线在高频端不可忽略的虚部分量吸收进j类放大器输出匹配网络，从而获得低损耗、大带宽和高效率的谐波调控j类分布式放大器。
[0062]
具体实施方式八：本实施方式与具体实施方式七不同的是步骤四中g
dl
＝0。
[0063]
具体实施方式九：本实施方式与具体实施方式七或八不同的是步骤五中在栅极线和漏极线分别端接电感l1和l2。
[0064]
实施例一：本实施例基于谐波调控的分布式功率放大器包括输入人工均匀传输线、输出人工非均匀传输线和多个增益单元，输出人工非均匀传输线的反向端口连接有电抗式终端，在每个增益单元中晶体管的栅极上连接有rc并联谐振电路。
[0065]
实施例二：本实施例基于谐波调控的分布式功率放大器的优化方法按照以下步骤实施：
[0066]
步骤一、将带内工作频段分为三部分：δf1＝9～18ghz、δf2＝6～9ghz和δf3＝2～6ghz，δf1的所有高次谐波均在工作频带外；δf2的二次谐波落入工作频带内，但三次(或以上)谐波在工作频带外；δf3的三次(或以上)谐波落入工作频带内；设置基频为f1(f1∈δf1)，采用负载牵引得到最佳基波负载阻抗z
10
，同时z
10
将作为δf2频段内频点的二次或三次固定谐波负载阻抗，f1的j类模式二次谐波负载阻抗由下式(1.1)计算得到：
[0067][0068]
其中，v
dd
是电源电压，vk是晶体管的膝电压，i
max
是晶体管的最大漏极电流，-1≤α≤1是常量参数，r
optb
＝2(v
dd-vk)/i
max
是b类pa(射频功率放大器)的基波最佳负载阻抗；
[0069]
步骤二、设置基波为f2(f2∈δf2，f1＝2f2)，将z
10
固定为二次谐波负载阻抗，即z
22
＝z
10
，进行负载牵引，得到最佳基波负载阻抗z
20
，z
20
受二次谐波负载阻抗z
22
影响；
[0070]
步骤三、设置基频为f3(f3∈δf3，f1＝3f3)，将z
10
固定为三次谐波负载阻抗，即z
33
＝z
10
，将z
20
固定为二次谐波负载阻抗，即z
32
＝z
20
，进行负载牵引，得到最佳基波负载阻抗z
30
，z
30
受二次谐波负载阻抗z
32
和三次谐波负载阻抗z
33
影响；
[0071]
步骤四、将最佳基波阻抗代入下式中计算漏极线阻抗初值：
[0072]gcd(1)
＝g
opt(1)
(1.2)
[0073][0074]
其中，g
cd(1)
为第1节漏极线的最佳特征电导，g
opt(1)
为第1级晶体管的最佳基波电导，g
cd(n)
为第n节漏极线的最佳特征电导，g
dl
为漏极端接电阻，g
dl
＝0，g
opt(n)
＝1/r
opt(n)
＝re(z
opt(n)
)为第n级晶体管的最佳基波电导，g
opt(k)
为第k级晶体管的最佳基波电导；
[0075]
栅极线阻抗初值由下式确定：
[0076][0077]
其中，g
cg(i)
为第i节栅极线的最佳特征电导，g
in(k)
为第k级晶体管的输入电导；
[0078]
此外，栅极线电长度与漏极线电长度满足以下关系：
[0079]
θ
cg(i)
＝θ
cd(i)
(1.5)
[0080]
步骤五：在栅极线和漏极线分别端接电感l1和l2，避免了反向回波的功耗，将δf1频段的二次谐波阻抗端接至纯电抗部分，实现j类工作模式，调节栅极线和漏极线电长度，
在满足θ
cg(i)
＝θ
cd(i)
的条件下引入电抗以抵消最佳基波阻抗的虚部分量，完成基于谐波调控的分布式功率放大器的优化。
[0081]
图5的小信号结果展示了2-18ghz范围内功率放大器具有超过18db的平坦增益和超过-10db的回波损耗。图6的大信号结果展示了超过43dbm(20w)的最大饱和输出功率以及2-18ghz内大于30％的功率附加效率，该结果远超传统分布式放大器。证明了本发明提出的j类分布式放大器的超宽带、高效率和高增益的特点。