一种实现差分输出的混合型电流复用压控振荡器的制作方法

1.本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种实现差分输出的混合型电流复用压控振荡器。


背景技术：

2.为了实现低功耗应用，2005年，seok-ju等人提出了一种电流复用的差分压控振荡器，如图1所示，将传统交叉耦合对其中的一个nmos管用pmos管代替，形成一种堆叠结构，这种堆叠结构可以提供与传统结构相同的负阻来补偿谐振腔的损耗，同时nmos和pmos的串联堆叠允许将电流减小为传统结构的一半。
3.为了提高vco各方面的性能，2015年andreamazzanti提出了一种class-c结构的振荡器，如图2所示，改变了电流波形，提高了电流效率，同时在栅极提供了额外的偏压，从而保证其不进入三极管区，不存在谐振腔负载效应，改善了相位噪声，同时减小了导通角，进一步降低了其闪烁噪声。
4.传统的电流复用型振荡器由于nmos管和pmos管同时导通和同时关闭，其导通特性与传统结构的不同，如图3所示。第一个半周期内，管子同时导通，电流经过电感从电源流向地，第二个半周期内，管子同时关闭，此时电流通过管子的寄生电容cx和cy流向相反的方向，发生电荷共享。前半个周期，摆幅到达峰值时两个管子都工作在三极管区，电压摆幅受电源电压限制，即电压限制区。后半个周期，电感上的摆幅不受限制，产生比电源电压更大的摆幅，即电流限制区。总的来说，前半个周期的摆幅会小于后半个周期的摆幅，无法产生平衡的差分输出摆幅。
5.加入一个尾部电阻或者漏级电阻使前半个周期也工作在电流限制区，如图4所示，此时，两个半周期的电压波形对称。但是这两种结构有以下缺点：
6.1.传统结构为单端结构，容易受到电源电压纹波或者噪声的影响，同时还容易受到来自其他电路耦合信号的影响，降低其相位噪声。
7.2.加入尾电阻或漏级电阻后，虽然实现了差分输出，但是其在nmos管的源级或者漏级引入了一个额外的压降，降低了电压裕度，所以其可以产生的最大摆幅降低，从而恶化了其相位噪声。
8.3.如果将其当成共源放大器来理解，则尾部电阻带来源级退化的效果，降低了管子的增益，恶化了起振条件，同时管子尺寸必须取大来补偿环路增益，降低了可调谐的范围。


技术实现要素：

9.本发明的目的是提供一种实现差分输出的混合型电流复用压控振荡器，以解决现有的电流复用型压控振荡器实现传统压控振荡器的一半电流消耗，实现低功耗应用，并且为单端电路，没有共模点，减小了管子的闪烁噪声上变频，但是却无法实现良好的差分输出的问题。
10.本发明采用以下技术方案：一种实现差分输出的混合型电流复用压控振荡器，包括第一晶体管m1、第二晶体管m2、第三晶体管m3、第四晶体管m4、第五晶体管m5、第六晶体管m6、第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第一变容管var1、第二变容管var2、第一电阻r1，第二电阻r2；第一电容c1和第二电容c2是隔直电容，所述第一电阻r1和第二电阻r2是偏置电阻，所述偏置电压vb1和vb2分别给第一晶体管m1和第二晶体管m2提供栅极偏置；第一晶体管m1的源级接地，其栅极接第一电阻r1的正端和第二电容c2的正端，其漏级接第一电容c1的负端、第一电感l1的正端、第四电容c4的正端、第一变容管var1的正端、第五晶体管m5的漏级、第六晶体管m6的栅极、第三晶体管m3的漏级和第四晶体管m4的栅极；第二晶体管m2的源级接vdd，其栅极接第二电阻r2的正端和第一电容c1的负端，其漏级接第二电容c2的负端、第一电感l1的负端、第四电容c4的负端、第二变容管c2的负端、第六晶体管m6的漏级、第五晶体管m5的栅极、第四晶体管m4的漏级和第三晶体管m3的栅极；第三晶体管m3的源级接第二电感l2的正端和第四晶体管m4的源级；第五晶体管m5的源级接vdd和第六晶体管m6的源级；第三电容c3的正端接第一电感l1的中心抽头，其负端接地形成交流信号的虚地点；所述第三电容c3是强制虚地电容；第一变容管var1的负端接调谐电压vtune和第二变容管var2的正端；第二电感l2的负端接地；第一电阻r1的负端接偏置电压vb1第二电阻r2的负端接偏置电压vb2；第一晶体管m1和第二晶体管m2构成互补对称的耦合对，构成振荡器的核心晶体管，第三晶体管m3和第四晶体管m4、第五晶体管m5和第六晶体管m6组成互补的辅助交叉耦合对，提供负阻，抵消谐振腔的损耗。
11.优选地，第四电容c4分配电感形成谐振腔，使振荡频率、幅度均相等。
12.优选地，第一电感l1和第三电容c3、所述第一变容管var1和第二变容管var2组成并联谐振腔。
13.优选地，第二电感l2是共模电感、所述第三晶体管m3和第四晶体管m4以及电路中寄生电容组成二次谐振网络。
14.本发明的有益效果是：本发明采用class-c型电流复用振荡器，栅极提供额外的偏置，保证有源管不进入三极管区，同时减小了导通角，提高了电流效率，改善了相位噪声性能；采用强制电感虚地，电容平均分配技术，使得nmos管和pmos管看到的谐振腔的电感相同，即负载相同，仅采用一个电容，实现平衡的差分输出，结构简单；采用处于电流限制区的辅助互补耦合对，加强了其环路增益，增强了其启动能力，同时处于电流限制区的对称互补对称结构减小了输出的幅度不平衡性。
附图说明
15.图1为电流复用型振荡器；
16.图2为典型的class-c类振荡器；
17.图3为电流复用型振荡器的工作模式；
18.图4为工作在电流限制区的电流复用型振荡器；
19.图5为本发明的混合型电流复用振荡器；
20.图6为本传统电流复用振荡器中不相等的寄生电容；
21.图7为电流复用振荡器中的两个放大器；
22.图8本发明强制电感虚地，电容重新分布技术原理图；
23.图9为传统结构与本发明结构振荡器的差分输出波形对比(a图为传统结构，b图为本发明结构)；
24.图10为本发明的功耗与相位噪声。
具体实施方式
25.下面将对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
26.下面结合说明书附图以及具体的实施方式对本发明进行详细的说明。
27.实施例1
28.如图1所示，一种实现差分输出的混合型电流复用压控振荡器，包括第一晶体管m1、第二晶体管m2、第三晶体管m3、第四晶体管m4、第五晶体管m5、第六晶体管m6、第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第一变容管var1、第二变容管var2、第一电阻r1，第二电阻r2。
29.第一电容c1和第二电容c2是隔直电容，所述第一电阻r1和第二电阻r2是偏置电阻，所述偏置电压vb1和vb2分别给第一晶体管m1和第二晶体管m2提供栅极偏置。
30.第一晶体管m1的源级接地，其栅极接第一电阻r1的正端和第二电容c2的正端，其漏级接第一电容c1的负端、第一电感l1的正端、第四电容c4的正端、第一变容管var1的正端、第五晶体管m5的漏级、第六晶体管m6的栅极、第三晶体管m3的漏级和第四晶体管m4的栅极。
31.第二晶体管m2的源级接vdd，其栅极接第二电阻r2的正端和第一电容c1的负端，其漏级接第二电容c2的负端、第一电感l1的负端、第四电容c4的负端、第二变容管c2的负端、第六晶体管m6的漏级、第五晶体管m5的栅极、第四晶体管m4的漏级和第三晶体管m3的栅极；第三晶体管m3的源级接第二电感l2的正端和第四晶体管m4的源级；第五晶体管m5的源级接vdd和第六晶体管m6的源级；第三电容c3的正端接第一电感l1的中心抽头，其负端接地形成交流信号的虚地点；所述第三电容c3是强制虚地电容；第一变容管var1的负端接调谐电压vtune和第二变容管var2的正端；第二电感l2的负端接地；第一电阻r1的负端接偏置电压vb1；第二电阻r2的负端接偏置电压vb2；第一晶体管m1和第二晶体管m2构成互补对称的耦合对，构成振荡器的核心晶体管，第三晶体管m3和第四晶体管m4、第五晶体管m5和第六晶体管m6组成互补的辅助交叉耦合对，提供负阻，抵消谐振腔的损耗。
32.第四电容c4分配电感形成谐振腔，使振荡频率、幅度均相等。第一电感l1和第三电容c3、所述第一变容管var1和第二变容管var2组成并联谐振腔。第二电感l2是共模电感、所述第三晶体管m3和第四晶体管m4以及电路中寄生电容组成二次谐振网络。
33.本发明的原理图如图5所示，采用了class-c结构来优化电流复用结构的电流效率和相位噪声性能。加入一个互补对称的耦合对与电流复用结构共享电流，提供额外的负阻增益，解决class-c结构起振困难的问题，同时，由于其互补结构，实现更低的幅度不平衡性。采用强制电感虚地，电容重新分布的技术来进一步实现幅度的平衡性；其中：vco：压控振荡器，class-c：c类压控振荡器，class-b：b类压控振荡器，cr-vco：电流复用型压控振荡
器。
34.m1和m2是核心电路的堆叠式的交叉耦合对，提供负阻来抵消谐振腔的损耗，c1和c2是隔直电容，r1和r2是偏置电阻，vb1和vb2分别给m1和m2提供栅极偏置。电感l1和电容c3，变容管var1、var2组成并联谐振腔，c3是强制虚地电容。m3,、m4、m5、m6组成互补的辅助交叉耦合对，同样提供负阻，进一步抵消谐振腔的损耗。l2是共模电感，与m3和m4的寄生电容形成二次谐振腔来防止负载效应的产生，从而提升相位噪声。
35.主电流为ic，从vdd经过m2的源级流向谐振腔，辅助电流为ib，从vdd经过m5或m6的源级流向m3或m4的漏级再经过电感l2流向地。主电流ic减去辅助电流ib的剩余电流ic-ib经过m1的漏级流向地。
36.在电感两端产生out+和out-的反相的正弦波输出。
37.(1)强制电感虚地，电容重新分布技术
38.传统的电流复用振荡器中，如图6所示，对于小信号而言，电感两端的电压反向，使得电感中间出现虚地点。假设虚地点分给pmos管和nmos的电感分别为l
p
和ln，则为了满足振荡器的相位条件：
[0039][0040]
由于nmos管和pmos管的寄生电容cn和c
p
不同，故分得的电感l
p
和ln也不同，得到的摆幅也不平衡。
[0041]
也可以将其当成两个堆叠的放大器，如图7所示。pmos晶体管、电感l
p
和电容cp构成一级放大器，nmos晶体管、电感ln和电容cn构成另外一级放大器，这两级放大器串联形成cr-vco。为了满足振荡条件，lp与cp谐振，ln与cn谐振，将lp和ln的串联电阻损耗分别记为rp和rn，从而pmos漏极电压vp和nmos漏极电压vn分别可以表示为：
[0042][0043]
所以，如果c
p
≠cn，则l
p
≠ln，从而r
p
≠rn，所以幅度不平衡。
[0044]
其中，ω是振荡频率，rn和rp分别是第一晶体管和第二晶体管看到的负载阻抗(谐振腔等效并联阻抗)。
[0045]
本发明采用强制电感虚地，电容分布技术来解决这个问题，如图8所示。给电感加一个交流小信号的虚地点，即通过电容接地，此时，就会强制l
p
＝ln，但此时两端的电容不等，不满足相位条件，若我们在输出两端加一个差分的电容，此时，会自动在差分电容处寻找虚地点，从而使振荡频率相等，幅度相等。
[0046]
(2)辅助互补差分对
[0047]
电流复用主体电路采用class-c结构来实现高电流效率和低相位噪声，同时在一个非对称的class-c型电流复用的基础上加入了一个额外的处于电流限制区的对称互补耦合对结构来增强其幅度的平衡性和鲁棒性。
[0048]
加入额外的对称互补耦合对结构后可以增强其环路增益来解决主体结构中的class-c结构的起振问题，在图5中，其等效的负阻变为：
[0049]-gm＝-(g
m1
||g
m2
+g
m3
/2||g
m5
/2)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0050]
辅助对称互补耦合对结构与主体结构共享电流，其输出摆幅变为：
[0051]
(2/π)ib+(i
b-ic)rn+icr
p
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0052]
其中，gm是总的等效跨导，g
m1
是第一晶体管的跨导，g
m2
是第二晶体管的跨导，g
m3
是第三晶体管的跨导，g
m5
是第五晶体管的跨导，ib是流入第三第四晶体管的总的电流，ic是流过第二晶体管的电流。
[0053]
ib需要达到ic的两倍来实现输出的平衡性。
[0054]
(3)仿真结果
[0055]
传统电流复用的输出波形与本发明的输出波形如图9所示，可以看到不平衡性明显被改善。图9中的两副图横坐标是时间，纵坐标是电压幅度，这两条曲线分别是第一晶体管的漏级输出和第二晶体管的漏级输出(可互换)振荡器的差分输出波形。
[0056]
在1.8v电源供电下，消耗电流为2.2ma，频率为3.2ghz，调谐范围为3.2ghz～3.4ghz，最终实现的相位噪声为-127dbc/hz@1mhz偏移频率，如图10所示，最终实现的fom：191dbc/hz@1mhz偏移频率。
[0057]
在图10中，左边这副图横坐标是频率，纵坐标是总电流幅度，右边这副图横坐标是偏移频率，纵坐标是相位噪声大小。
[0058]
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。